在電源設(shè)計領(lǐng)域，LLC 轉(zhuǎn)換器有著至關(guān)重要的地位。其指示器 - 指示器 - 電容器 (LLC) 串行諧振電路能夠在初級側(cè)實現(xiàn)零電壓開關(guān)，在次級側(cè)實現(xiàn)零電流開關(guān)，這不僅提高了電源轉(zhuǎn)換的效率，還能實現(xiàn)更高的開關(guān)頻率，進而減小電源的體積和重量，在現(xiàn)代電子設(shè)備小型化、高效化的趨勢下，具有重要的應(yīng)用價值。

通常情況下，LLC 轉(zhuǎn)換器采用直接頻率控制模式，它僅有一個電壓環(huán)路，通過調(diào)整開關(guān)頻率來穩(wěn)定輸出電壓。然而，直接頻率控制 LLC 存在一定的局限性。由于 LLC 微小信號傳輸功能存在雙極點，并且在不同的負載條件下會發(fā)生變化，這使得其無法實現(xiàn)高帶寬。當將所有邊界條件納入考慮時，用于直接頻率控制的 LLC 補償器設(shè)計會變得棘手且復(fù)雜。

電流模式控制為解決這一問題提供了有效的途徑。它可以通過內(nèi)部控制環(huán)路消除雙極點，同時使用簡單的補償器在所有運行條件下實現(xiàn)高帶寬?；旌蠝h(huán)控制作為一種 LLC 電流模式控制方法，結(jié)合了電荷控制和斜率補償技術(shù)。電荷控制具有優(yōu)異的瞬態(tài)性能，但在空載或輕載狀況下存在穩(wěn)定性問題。而混合滯環(huán)控制通過引入斜率補償技術(shù)，在保留電荷控制優(yōu)異瞬態(tài)性能的同時，有效規(guī)避了這些穩(wěn)定性問題。德州儀器 (TI) 提供的 UCC256404 LLC 諧振控制器證明了該方法切實可行。

圖 1：LLC 串行諧振電路可在初級側(cè)實現(xiàn)零電壓開關(guān)，并在次級側(cè)實現(xiàn)零電流開關(guān)。

接下來，我們詳細了解一下 LLC 電流模式控制的原理。與降壓和升壓等脈寬調(diào)制 (PWM) 轉(zhuǎn)換器類似，峰值電流模式控制可在每個開關(guān)周期內(nèi)直接調(diào)控電感電流，從而將內(nèi)環(huán)控制系統(tǒng)簡化為一階系統(tǒng)。在 LLC 轉(zhuǎn)換器中，諧振回路的工作方式類似于擺動。高低側(cè)開關(guān)對諧振電容器電壓進行推挽操作：當高側(cè)開關(guān)導(dǎo)通，且諧振電流轉(zhuǎn)為正值后，諧振電容電壓將向上擺動；反之，當?shù)蛡?cè)開關(guān)導(dǎo)通，且諧振電流轉(zhuǎn)為負值后，諧振電容電壓將向下擺動。

當高側(cè)開關(guān)導(dǎo)通時，能量流入諧振轉(zhuǎn)換器。如果移除輸入去耦合電容器，則向諧振回路提供的功率等于輸入電壓和輸入電流的乘積的積分值。若忽略死區(qū)時間，則公式 1 可表示每個開關(guān)周期內(nèi)的能量。

公式 1

在公式 1 中，輸入電壓是恒定的，輸入電流等于諧振電流的。因此可以將公式 1 修改為公式 2。

公式 2

觀察諧振電容器，諧振電流的積分值與諧振電容器上的電壓變化成正比（公式 3）。

公式 3

通過公式推導(dǎo)，公式 4 可得出傳輸?shù)街C振回路的能量。

公式 4

從公式 4 可以明顯看出，每個開關(guān)周期內(nèi)傳遞的能量與高側(cè)開關(guān)導(dǎo)通時諧振電容的電壓變化量成正比。這與降壓或升壓轉(zhuǎn)換器中的峰值電流控制非常相似，其中能量與指示器的峰值電流成正比。LLC 電流模式控制正是通過控制諧振電容器上的電壓變化來控制每個開關(guān)周期中提供的能量，如圖 2 所示。

圖 2：這種通過控制諧振電容器電壓變化來管理每個開關(guān)周期傳輸能量的方式，正是 LLC 電流模式控制的原理。

下面我們看看如何使用 MCU 實現(xiàn) LLC 電流模式控制。圖 3 展示了基于德州儀器 (TI) TMS320F280039C C2000 32 位微控制器 (MCU) 實現(xiàn)的電流模式 LLC 邏輯，該方案包含基于硬件的諧振電容器電壓變化量 (ΔVCR) 比較、脈沖生成和周期限制。

在 LLC 電流模式控制中，信號 Vc 來自電壓循環(huán)補償器，信號 VCR 是諧振電容器的電壓感應(yīng)。C2000 比較器子系統(tǒng)模塊具有內(nèi)部斜率發(fā)生器，該發(fā)生器可自動為 Vc 提供下降斜率補償。用戶只需設(shè)置斜率發(fā)生器的初始值；模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (DAC) 將根據(jù)斜率設(shè)置提供下降斜率 VCR 限制 (Vc_ramp)。比較器子系統(tǒng)模塊將 VCR 的模擬信號與斜率限制進行比較，并生成觸發(fā)事件 (COMPARE_EVT) 以通過 ePWM X - Bar 觸發(fā)增強型 PWM (ePWM)。

ePWM 中的動作限定器子模塊接收來自比較器子系統(tǒng)的比較事件，并在每個開關(guān)周期中將 PWM (PWMH) 的高側(cè)拉低。在 PWMH 變?yōu)榈碗娖胶?，可配置邏輯塊會將相同的脈沖寬度復(fù)制到 PWM (PWML) 的低側(cè)。PWML 變?yōu)榈碗娖胶螅膳渲眠壿媺K (CLB) 將生成同步脈沖，用于復(fù)位所有相關(guān)模塊并將 PWMH 信號重新置于高電平。該過程會按照新的開關(guān)周期重復(fù)。

除了比較動作之外，時間基值子模塊還限制了 PWMH 和 PWML 的脈沖寬度，這兩個脈沖寬度決定了 LLC 轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率。如果計時器計數(shù)至值時仍未出現(xiàn)比較事件，時間基值子模塊將復(fù)位 AQ 子模塊并拉低 PWMH，以此替代比較器子系統(tǒng)模塊的比較事件動作。這個硬件邏輯構(gòu)成內(nèi)部 VCR 變化控制，可控制在每個開關(guān)周期中傳送到諧振回路的能量。隨后，可采用傳統(tǒng)中斷服務(wù)例程設(shè)計外部電壓循環(huán)補償器，通過計算并刷新 VCR 變化振幅至 Vc 的設(shè)定值來實現(xiàn)控制。

圖 3：采用 C2000 MCU 的 LLC 電流模式控制邏輯，其中信號 Vc 來自電壓循環(huán)補償器，信號 VCR 是諧振電容器的電壓感應(yīng)。

為了驗證該方案的有效性，進行了相關(guān)實驗。圖 4 顯示了在使用 TMS320F280039C MCU 的 1kW 半橋 LLC 平臺上，400V 輸入和 42A 負載下的電壓循環(huán)波德圖，證明 LLC 可以實現(xiàn) 6kHz 帶寬和 50 度的相位裕度。

圖 4：具有 400V 輸入和 42A 負載的電流模式控制 LLC 的波德圖。

圖 5 比較了對輸入電壓 400V，負載電流 10A 至 80A（轉(zhuǎn)換速率為 2.5A/μs）的瞬態(tài)狀況下，直接頻率控制與混合滯環(huán)控制的負載瞬態(tài)特性。可以明顯看出，與傳統(tǒng)的直接頻率控制 LLC 相比，混合滯環(huán)控制電流模式控制方法能夠更好地響應(yīng)負載瞬態(tài)，在負載快速變化時，能更快地調(diào)整輸出電壓，減少電壓波動，提高電源的穩(wěn)定性和可靠性。

圖 5：直接頻率控制 (a) 與混合滯環(huán)控制 (b) 在 400VDC 輸入，電流 10A 至 80A（轉(zhuǎn)換率 2.5A/μs）情況下的負載瞬態(tài)。綠色是主要電流；淺藍色是 DC 耦合的輸出電壓；紫色是 AC 耦合的輸出電壓；深藍色是輸出電流。