在電子電路設(shè)計領(lǐng)域，相信每個硬件工程師都對 DC - DC 轉(zhuǎn)換器并不陌生。然而，對于分壓反饋電阻的取值問題，或許很多人只是直接照搬手冊中推薦的分壓電阻阻值，即便沒有完全對應(yīng)輸出電壓的分壓阻值，也通常會選擇接近的電阻大小。但總會有工程師會思考，若想降低系統(tǒng)功耗，將 FB 的分壓電阻成倍增大，是否存在風(fēng)險呢？
　　近，在一份文檔中找到了關(guān)于這個問題的答案。分壓電阻主要會在效率、輸出電壓精度、噪聲敏感性以及穩(wěn)定性這四個方面產(chǎn)生影響。
　　電阻式分壓器是所有 DC/DC 轉(zhuǎn)換器反饋系統(tǒng)中為常見的網(wǎng)絡(luò)。但人們常常存在一個誤區(qū)，認(rèn)為它僅僅是簡單地通過將電壓調(diào)低至某個基準(zhǔn)電壓來實現(xiàn)輸出電壓調(diào)節(jié)的電路。實際上，在計算得到正確的分壓器分壓比之后，電源設(shè)計人員在選擇實際電阻值時必須深思熟慮，因為這些電阻值會對轉(zhuǎn)換器的總體性能產(chǎn)生重要影響。
　　效率方面

　　開關(guān)式 DC / DC 轉(zhuǎn)換器通常具有較高的效率，這是因為它們借助電容、電感和開關(guān)等低損耗組件為負(fù)載輸送電力。高效率能夠延長電池的使用時間，進(jìn)而延長便攜式設(shè)備的工作時長。對于低功耗 DC / DC 轉(zhuǎn)換器而言，典型的電阻式反饋設(shè)計要求分壓器電阻器（R1 + R2）具有較大的總電阻（高達(dá) 1MΩ），這樣可以化反饋分壓器的電流。因為該電流會疊加到負(fù)載上，如果反饋分壓器電阻較小，電池就需要為相同負(fù)載提供更多的電流和功率，從而導(dǎo)致效率降低。這種情況在需要長電池使用時間的便攜式應(yīng)用中是不理想的。

　　例如，在使用（TI）TPS62060EVM，VIN = 5V，VouT = 1.8V 且啟用節(jié)能模式的設(shè)計實例中，在高負(fù)載電流下，負(fù)載功耗遠(yuǎn)大于電阻式反饋網(wǎng)絡(luò)的功耗，所以不同 R1 和 R2 值的效率會在高負(fù)載電流時趨于集中。但在低負(fù)載電流下，不同反饋電阻的效率差異就會更加明顯，因為此時分壓器的電流主導(dǎo)了負(fù)載的電流。因此，若想提高輕負(fù)載效率，較好的設(shè)計方法是使用產(chǎn)品說明書中建議的大反饋電阻值；若在特定設(shè)計中輕負(fù)載效率并非關(guān)鍵因素，則可以在對效率無明顯影響的情況下使用更小的電阻。

　　輸出電壓精度方面
　　雖然利用大反饋電阻可以提高效率，但如果選擇的電阻過大，就會影響轉(zhuǎn)換器的輸出電壓度。這是因為存在進(jìn)入轉(zhuǎn)換器反饋引腳的漏電流。
　　從電阻式反饋分壓器（R1 和 R2）的電流通路來看，當(dāng)反饋漏電流（IFB）固定不變時，R1 的電流（lR1）會隨著 R1 和 R2 值的增加而減小。所以，分壓器電阻增加意味著進(jìn)入反饋引腳的 IR1 漏電流百分比更大，并且 R2 的電流（1R2）降低，從而產(chǎn)生低于預(yù)期的反饋引腳電壓（VFB）。由于我們是將 VFB 與內(nèi)部基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較來設(shè)置輸出電壓，所以反饋電壓的任何誤差都會導(dǎo)致輸出電壓不。需要注意的是，IFB 在實際系統(tǒng)中并非固定不變，它會因器件不同而有所差異，并隨工作狀態(tài)變化。為了估算漏電流引起的輸出電壓極端變化情況，在計算時需使用 IFB 的規(guī)定值。
　　在使用方程式 1 和 TI 的 TPS62130 降壓轉(zhuǎn)換器繪制反饋引腳電壓及相應(yīng)輸出電壓情況的設(shè)計實例中，圖 3 顯示反饋引腳電壓隨反饋分壓器電阻增加而下降。由于反饋引腳電壓得到補償，轉(zhuǎn)換器輸出也會相應(yīng)得到補償。在低電阻時，沒有反饋引腳電壓的補償，輸出會調(diào)節(jié)至設(shè)計規(guī)定的 3.3V。如果電阻器 R2 使用 400kΩ 的建議值（得到 1650KΩ 總分壓電阻），則漏電流僅會使輸出電壓產(chǎn)生較小的下降。一般來說，產(chǎn)品說明書規(guī)定電阻器值是為了讓輸出電壓維持在規(guī)定的度范圍內(nèi)。
　　噪聲敏感性方面
　　電阻式分壓器是轉(zhuǎn)換器的一個噪聲源，這種噪聲也被稱為熱噪聲。當(dāng)分壓器使用大電阻值時，熱噪聲會增加。此外，大電阻會使更多噪聲耦合進(jìn)入轉(zhuǎn)換器中，這些噪聲的來源廣泛，包括 AM 和 FM 無線電波、手機信號、PCB 上的開關(guān)式轉(zhuǎn)換器或者 RF 發(fā)射器等，甚至開關(guān)式 DC/DC 轉(zhuǎn)換器本身在 PCB 布局方法不當(dāng)時也會產(chǎn)生噪聲。由于電阻式分壓器連接反饋引腳，轉(zhuǎn)換器閉環(huán)增益會放大這些噪聲，從而使其出現(xiàn)在輸出端。為了降低對其他噪聲源的敏感性，設(shè)計人員可以采用更小的反饋電阻、更理想的電路板布局或者實施屏蔽措施。不過，使用小反饋電阻雖然可以降低噪聲敏感性，但會導(dǎo)致效率稍有降低。
　　控制環(huán)路、瞬態(tài)響應(yīng)和轉(zhuǎn)換器穩(wěn)定性方面
　　在理想狀態(tài)下，使用網(wǎng)絡(luò)分析儀測量時，一個穩(wěn)定的轉(zhuǎn)換器應(yīng)至少具備 45° 的相位裕量。這樣大的相位裕量可以降低甚至消除輸出電壓振鈴，從而避免在輸入電壓瞬態(tài)或者負(fù)載瞬態(tài)期間對電壓敏感型負(fù)載造成破壞。
　　根據(jù)不同的控制拓?fù)?，產(chǎn)品說明書可能會要求或建議電阻式反饋網(wǎng)絡(luò)使用前饋電容（CFF）。給電阻式分壓器添加前饋電容會產(chǎn)生零點和極點，從而增加轉(zhuǎn)換器的相位裕量和交叉頻率，使系統(tǒng)獲得更高的帶寬和穩(wěn)定性。
　　很明顯，零點和極點都與電阻分壓器和前饋電容所使用的值有關(guān)。因此，為了優(yōu)化效率、電壓精度或者噪聲而增加或降低電阻值，會改變系統(tǒng)的整體環(huán)路。為了保持穩(wěn)定性，需要根據(jù)前面的零點或者產(chǎn)品說明書建議的零點（哪個值可用就用哪個），用方程式 4 計算一個新的 CFF 值。
　　在使用 TI TPS62240 降壓轉(zhuǎn)換器（Vin = 3.6V，Vout = 1.8V，Lout = 2.2uH，Cout = 10uF，Iload = 300mA）的設(shè)計實例中，當(dāng)使用分壓器網(wǎng)絡(luò)組件的產(chǎn)品說明書建議值（R1 = 365 kΩ，R2 = 182 kΩ 和 CFF = 22pF）時，轉(zhuǎn)換器穩(wěn)定，相位裕量為 59°，其瞬態(tài)響應(yīng)驗證輸出電壓微降且無振蕩。當(dāng)反饋分壓器電阻按比例降至 R1 = 3.65kΩ，R2 = 1.82 kΩ，但使用相同的前饋電容 CFF = 22pF 時，反饋網(wǎng)絡(luò)的零點和極點發(fā)生變化，頻率響應(yīng)顯示轉(zhuǎn)換器不太穩(wěn)定，相位裕量為 40°，轉(zhuǎn)換器的瞬態(tài)響應(yīng)表明輸出電壓壓降更大且振鈴更多。為了維持原始頻率響應(yīng)和穩(wěn)定性，利用方程式 4，使用更小電阻值計算得到前饋電容為 2200pF 的新值，此時相位裕量為 56°，轉(zhuǎn)換器穩(wěn)定，瞬態(tài)響應(yīng)驗證輸出電壓微降且無振蕩。
　　對于在控制拓?fù)渲惺褂们梆侂娙莸霓D(zhuǎn)換器來說，改變電阻式分壓器的值很容易導(dǎo)致轉(zhuǎn)換器穩(wěn)定性降低。但這個例子表明，只要適當(dāng)調(diào)節(jié)前饋電容，就可以維持相同的頻率響應(yīng)和瞬態(tài)響應(yīng)。
　　在特殊情況下，如果設(shè)計人員必須使用前饋電容來提高穩(wěn)定性，且一些轉(zhuǎn)換器的內(nèi)部補償要求特定的 CFF 值，此時不應(yīng)使用方程式 4，而應(yīng)使用產(chǎn)品說明書的建議設(shè)計方程式。例如，TITPS61070 有高側(cè)反饋電阻器（R1）的內(nèi)部補償，其產(chǎn)品說明書建議使用特定的設(shè)計方程式來添加與 R1 并聯(lián)的電容。