在電子設(shè)備的運(yùn)行中，開關(guān)電源扮演著至關(guān)重要的角色。能量轉(zhuǎn)換系統(tǒng)必定存在能耗，盡管在實(shí)際應(yīng)用里無法實(shí)現(xiàn) 100% 的轉(zhuǎn)換效率，但一個(gè)高質(zhì)量的電源能夠達(dá)到非常高的效率水平，接近 95%。絕大多數(shù)電源 IC 的工作效率可在特定工作條件下測得，相關(guān)數(shù)據(jù)資料會給出這些參數(shù)。一般廠商會提供實(shí)際測量結(jié)果，不過我們只能對自身的數(shù)據(jù)負(fù)責(zé)。

圖 1 展示了一個(gè) SMPS 降壓轉(zhuǎn)換器的電路實(shí)例，其轉(zhuǎn)換效率可達(dá) 97%，即便在輕載時(shí)也能維持較高效率。要達(dá)到如此高的效率，我們需先了解 SMPS 損耗的常見問題。開關(guān)電源的損耗大部分源于開關(guān)器件（MOSFET 和二極管），小部分來自電感和電容。若使用廉價(jià)的電感和電容（電阻較高），損耗會顯著增加。選擇 IC 時(shí)，要考慮控制器的架構(gòu)和內(nèi)部元件，以獲取高效指標(biāo)。例如圖 1 采用了同步整流、芯片內(nèi)部集成低導(dǎo)通電阻的 MOSFET、低靜態(tài)電流和跳脈沖控制模式等多種方法降低損耗。接下來我們將詳細(xì)探討這些措施帶來的益處。

損耗是任何 SMPS 架構(gòu)都需面對的問題，我們以圖 2 所示的降壓型（或 buck）轉(zhuǎn)換器為例進(jìn)行分析，圖中標(biāo)明了各點(diǎn)的開關(guān)波形，用于后續(xù)計(jì)算。降壓轉(zhuǎn)換器的主要功能是將較高的直流輸入電壓轉(zhuǎn)換為較低的直流輸出電壓。為實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)，MOSFET 以固定頻率（fS）在脈寬調(diào)制信號（PWM）的控制下進(jìn)行開、關(guān)操作。當(dāng) MOSFET 導(dǎo)通時(shí)，輸入電壓為電感和電容（L 和 COUT）充電，通過它們將能量傳遞給負(fù)載，此時(shí)電感電流線性上升，電流回路如圖 2 中的回路 1 所示。當(dāng) MOSFET 斷開時(shí)，輸入電壓與電感斷開連接，電感和輸出電容為負(fù)載供電，電感電流線性下降，電流流過二極管，電流回路如圖中的環(huán)路 2 所示。MOSFET 的導(dǎo)通時(shí)間定義為 PWM 信號的占空比（D），D 將每個(gè)開關(guān)周期分為 [D × tS] 和 [(1 - D) × t S] 兩部分，分別對應(yīng) MOSFET 的導(dǎo)通時(shí)間（環(huán)路 1）和二極管的導(dǎo)通時(shí)間（環(huán)路 2）。所有 SMPS 拓?fù)洌ń祲骸⒎聪嗟龋┒疾捎眠@種方式劃分開關(guān)周期，實(shí)現(xiàn)電壓轉(zhuǎn)換。

對于降壓轉(zhuǎn)換電路，較大的占空比會向負(fù)載傳輸更多能量，平均輸出電壓增加；相反，占空比較低時(shí)，平均輸出電壓降低。根據(jù)此關(guān)系，在理想情況下（不考慮二極管或 MOSFET 的壓降），降壓型 SMPS 的轉(zhuǎn)換公式為：V OUT = D × V IN；IIN = D × IOUT。需要注意的是，任何 SMPS 在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)處于某個(gè)狀態(tài)的時(shí)間越長，該狀態(tài)造成的損耗就越大。對于降壓型轉(zhuǎn)換器，D 越低（相應(yīng)的 VOUT 越低），回路 2 產(chǎn)生的損耗越大。

開關(guān)器件的損耗

1. MOSFET 傳導(dǎo)損耗
   圖 2（以及其他絕大多數(shù) DC - DC 轉(zhuǎn)換器拓?fù)洌┲械?MOSFET 和二極管是造成功耗的主要因素，相關(guān)損耗主要包括傳導(dǎo)損耗和開關(guān)損耗兩部分。MOSFET 和二極管作為開關(guān)元件，導(dǎo)通時(shí)電流流過回路，器件導(dǎo)通時(shí)的傳導(dǎo)損耗分別由 MOSFET 的導(dǎo)通電阻（RDS (ON) ）和二極管的正向?qū)妷簺Q定。MOSFET 的傳導(dǎo)損耗（PCOND (MOSFET)）近似等于導(dǎo)通電阻 RDS (ON)、占空比（D）和導(dǎo)通時(shí) MOSFET 的平均電流（IMOSFET (AVG) ）的乘積，即 PCOND (MOSFET) (使用平均電流) = IMOSFET (AVG)2 × R DS (ON) × D。不過，此式僅為 SMPS 中 MOSFET 傳導(dǎo)損耗的近似值，因?yàn)殡娏骶€性上升時(shí)產(chǎn)生的功耗大于由平均電流計(jì)算得到的功耗。對于 “峰值” 電流，更準(zhǔn)確的計(jì)算方法是對電流峰值和谷值（圖 3 中的 IV 和 IP）之間的電流波形的平方進(jìn)行積分得到估算值。

下式給出了更準(zhǔn)確的估算損耗的方法，利用 IP 和 IV 之間電流波形 I2 的積分替代簡單的 I2 項(xiàng)：PCOND (MOSFET) = [(IP3 - IV 3)/3] × RDS (ON) × D = [(IP3 - IV3 )/3] × RDS (ON) × V OUT/VIN。式中，IP 和 IV 分別對應(yīng)于電流波形的峰值和谷值，如圖 3 所示。例如，若 IV 為 0.25A，IP 為 1.75A，RDS (ON) 為 0.1Ω，VOUT 為 VIN/2 (D = 0.5)，基于平均電流（1A）的計(jì)算結(jié)果為：PCOND (MOSFET) (使用平均電流) = 12 × 0.1 × 0.5 = 0.050W；利用波形積分進(jìn)行更準(zhǔn)確的計(jì)算：PCOND (MOSFET) (使用電流波形積分進(jìn)行計(jì)算) = [(1.753 - 0.253 )/3] × 0.1 × 0.5 = 0.089W，約為 78%，高于按照平均電流計(jì)算得到的結(jié)果。對于峰均比較小的電流波形，兩種計(jì)算結(jié)果差別較小，利用平均電流計(jì)算即可滿足要求。
2. 二極管傳導(dǎo)損耗
MOSFET 的傳導(dǎo)損耗與 RDS (ON) 成正比，二極管的傳導(dǎo)損耗則很大程度上取決于正向?qū)妷海╒F）。二極管通常比 MOSFET 損耗更大，其損耗與正向電流、VF 和導(dǎo)通時(shí)間成正比。由于 MOSFET 斷開時(shí)二極管導(dǎo)通，二極管的傳導(dǎo)損耗（PCOND (DIODE)）近似為：P COND (DIODE) = IDIODE (ON) × VF × (1 - D)。式中，IDIODE (ON) 為二極管導(dǎo)通期間的平均電流。圖 2 所示，二極管導(dǎo)通期間的平均電流為 IOUT，因此，對于降壓型轉(zhuǎn)換器，PCOND (DIODE) 可以按照下式估算：P COND (DIODE) = IOUT × VF × (1 - V OUT/VIN )。與 MOSFET 功耗計(jì)算不同，采用平均電流即可得到比較準(zhǔn)確的功耗計(jì)算結(jié)果，因?yàn)槎O管損耗與 I 成正比，而非 I2。顯然，MOSFET 或二極管的導(dǎo)通時(shí)間越長，傳導(dǎo)損耗越大。對于降壓型轉(zhuǎn)換器，輸出電壓越低，二極管產(chǎn)生的功耗越大，因?yàn)槠鋵?dǎo)通狀態(tài)的時(shí)間更長。
3. 開關(guān)動態(tài)損耗
由于開關(guān)損耗由開關(guān)的非理想狀態(tài)引起，很難估算 MOSFET 和二極管的開關(guān)損耗。器件從完全導(dǎo)通到完全關(guān)閉或從完全關(guān)閉到完全導(dǎo)通需要一定時(shí)間，此過程會產(chǎn)生功率損耗。圖 4 所示的 MOSFET 的漏源電壓（VDS）和漏源電流（IDS）的關(guān)系圖能很好地解釋 MOSFET 在過渡過程中的開關(guān)損耗，從上半部分波形可看出，tSW (ON) 和 t SW (OFF) 期間電壓和電流發(fā)生瞬變，MOSFET 的電容進(jìn)行充電、放電。

開關(guān)過程中，電壓和電流的交疊部分是造成開關(guān)損耗的來源，從圖 4 可清晰看到。開關(guān)損耗隨 SMPS 頻率的升高而增大，這是因?yàn)殡S著開關(guān)頻率提高（周期縮短），開關(guān)過渡時(shí)間所占比例增大，從而增大開關(guān)損耗。開關(guān)轉(zhuǎn)換過程中，開關(guān)時(shí)間是占空比的二十分之一對效率的影響要遠(yuǎn)小于開關(guān)時(shí)間為占空比的十分之一的情況。由于開關(guān)損耗和頻率關(guān)系密切，工作在高頻時(shí)，開關(guān)損耗將成為主要的損耗因素。MOSFET 的開關(guān)損耗（PSW (MOSFET)）可以按照圖 3 所示三角波進(jìn)行估算，公式如下：PSW (MOSFET) = 0.5 × VD × ID × (t SW (ON) + tSW (OFF) ) × fS。其中，VD 為 MOSFET 關(guān)斷期間的漏源電壓，ID 是 MOSFET 導(dǎo)通期間的溝道電流，tSW (ON) 和 tSW (OFF) 是導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)間。對于降壓電路轉(zhuǎn)換，VIN 是 MOSFET 關(guān)斷時(shí)的電壓，導(dǎo)通時(shí)的電流為 IOUT。

為驗(yàn)證 MOSFET 的開關(guān)損耗和傳導(dǎo)損耗，圖 5 給出了降壓轉(zhuǎn)換器中集成高端 MOSFET 的典型波形：VDS 和 IDS 。電路參數(shù)為：VIN = 10V、VOUT = 3.3V、IOUT = 500mA、R DS (ON) = 0.1Ω、f S = 1MHz、開關(guān)瞬變時(shí)間（tON + t OFF）總計(jì)為 38ns。從圖 5 可看出，開關(guān)變化并非瞬間完成，電流和電壓波形交疊部分導(dǎo)致功率損耗。MOSFET “導(dǎo)通” 時(shí)（圖 2），流過電感的電流 IDS 線性上升，與導(dǎo)通邊沿相比，斷開時(shí)的開關(guān)損耗更大。利用上述近似計(jì)算法，MOSFET 的平均損耗可以由下式計(jì)算：PT (MOSFET) = PCOND (MOSFET) + PSW (MOSFET) = [(I13 - I0 3)/3] × RDS (ON) × V OUT /VIN + 0.5 × VIN × I OUT × (tSW (ON) + tSW (OFF) ) × fS = [(13 - 03)/3] × 0.1 × 3.3/10 + 0.5 × 10 × 0.5 × (38 × 10??) × 1 × 10? = 0.011 + 0.095 = 106mW。這一結(jié)果與圖 5 下方曲線測量得到的 117.4mW 接近，注意：這種情況下，fS 足夠高，PSW (MOSFET) 是功耗的主要因素。

與 MOSFET 相同，二極管也存在開關(guān)損耗，該損耗很大程度上取決于二極管的反向恢復(fù)時(shí)間（tRR），其開關(guān)損耗發(fā)生在從正向?qū)ǖ椒聪蚪刂沟霓D(zhuǎn)換過程。當(dāng)反向電壓加在二級管兩端時(shí)，正向?qū)娏髟诙O管上產(chǎn)生的累積電荷需要釋放，產(chǎn)生反向電流尖峰（IRR (PEAK)），極性與正向?qū)娏飨喾?，從而造?V × I 功率損耗，因?yàn)榉聪蚧謴?fù)期內(nèi)，反向電壓和反向電流同時(shí)存在于二極管。圖 6 給出了二極管在反向恢復(fù)期間的 PN 結(jié)示意圖。

了解了二極管的反向恢復(fù)特性，可由下式估算其開關(guān)損耗（PSW (DIODE)）：P SW (DIODE) = 0.5 × VREVE RSE × IRR (PEAK) × tRR 2 × fS。其中，VREVERSE 是二極管的反向偏置電壓，IRR (PEAK) 是反向恢復(fù)電流的峰值，t RR2 是從反向電流峰值 IRR 到恢復(fù)電流為正的時(shí)間。對于降壓電路，當(dāng) MOSFET 導(dǎo)通時(shí)，VIN 為二極管的反向偏置電壓。為驗(yàn)證二極管損耗計(jì)算公式，圖 7 顯示了典型的降壓轉(zhuǎn)換器中 PN 結(jié)的開關(guān)波形，VIN = 10V、VOUT =3.3V，測得 IRR (PEAK) = 250mA、I OUT = 500mA、fS = 1MHz、 t RR2 = 28ns、VF = 0.9V。利用這些數(shù)值可以得到：該結(jié)果接近于圖 7 所示測量結(jié)果 358.7mW?？紤]到較大的 VF 和較長的二極管導(dǎo)通周期，tRR 時(shí)間非常短，開關(guān)損耗（PSW (DIODE)）在二極管損耗中占主導(dǎo)地位。

提高效率

基于上述討論，可通過以下途徑降低電源的開關(guān)損耗：直接途徑是選擇低導(dǎo)通電阻 RDS (ON)、可快速切換的 MOSFET；選擇低導(dǎo)通壓降 VF、可快速恢復(fù)的二極管。直接影響 MOSFET 導(dǎo)通電阻的因素有幾點(diǎn)，通常增加芯片尺寸和漏源極擊穿電壓（VBR (DSS)），由于增加了器件中的半導(dǎo)體材料，有助于降低導(dǎo)通電阻 RDS (ON)。但較大的 MOSFET 會增大開關(guān)損耗，因此雖大尺寸 MOSFET 降低了 RDS (ON)，但也會帶來小器件可避免的效率問題。當(dāng)管芯溫度升高時(shí)，MOSFET 導(dǎo)通電阻會相應(yīng)增大，必須保持較低的結(jié)溫，使導(dǎo)通電阻 RDS (ON) 不會過大。導(dǎo)通電阻 RDS (ON) 和柵源偏置電壓成反比，因此，推薦使用足夠大的柵極電壓以降低 RDS (ON) 損耗，但此時(shí)也會增大柵極驅(qū)動損耗，需要平衡降低 RDS (ON) 的好處和增大柵極驅(qū)動的缺陷。MOSFET 的開關(guān)損耗與器件電容有關(guān)，較大的電容需要較長的充電時(shí)間，使開關(guān)切換變緩，消耗更多能量。米勒電容通常在 MOSFET 數(shù)據(jù)資料中定義為反向傳輸電容（CRSS ）或柵 - 漏電容（CGD），在開關(guān)過程中對切換時(shí)間起決定作用。米勒電容的充電電荷用 QGD 表示，為了快速切換 MOSFET，要求盡可能低的米勒電容。一般來說，MOSFET 的電容和芯片尺寸成反比，因此必須折衷考慮開關(guān)損耗和傳導(dǎo)損耗，同時(shí)也要謹(jǐn)慎選擇電路的開關(guān)頻率。