在現(xiàn)代電子設(shè)備中，開關(guān)電源（SMPS）因其高效、體積小等優(yōu)點(diǎn)而被廣泛應(yīng)用。然而，能量轉(zhuǎn)換系統(tǒng)必定存在能耗，盡管在實(shí)際應(yīng)用中難以獲得 100% 的轉(zhuǎn)換效率，但一個(gè)高質(zhì)量的電源效率可以達(dá)到非常高的水平，效率接近 95%。絕大多數(shù)電源 IC 的工作效率可以在特定的工作條件下測(cè)得，相關(guān)數(shù)據(jù)資料中也會(huì)給出這些參數(shù)。一般廠商會(huì)提供實(shí)際測(cè)量的結(jié)果，但我們只能對(duì)我們自己的數(shù)據(jù)擔(dān)保。

圖 1 給出了一個(gè) SMPS 降壓轉(zhuǎn)換器的電路實(shí)例，其轉(zhuǎn)換效率可以達(dá)到 97%，即使在輕載時(shí)也能保持較高效率。那么，采用什么秘訣才能達(dá)到如此高的效率呢？我們從了解 SMPS 損耗的公共問(wèn)題開始。開關(guān)電源的損耗大部分來(lái)自開關(guān)器件（MOSFET 和二極管），另外小部分損耗來(lái)自電感和電容。但是，如果使用非常廉價(jià)的電感和電容（具有較高電阻），將會(huì)導(dǎo)致?lián)p耗明顯增大。選擇 IC 時(shí)，需要考慮控制器的架構(gòu)和內(nèi)部元件，以期獲得高效指標(biāo)。例如，圖 1 采用了多種方法來(lái)降低損耗，其中包括：同步整流，芯片內(nèi)部集成低導(dǎo)通電阻的 MOSFET，低靜態(tài)電流和跳脈沖控制模式。我們將在本文展開討論這些措施帶來(lái)的好處。

圖 1. 降壓轉(zhuǎn)換器集成了低導(dǎo)通電阻的 MOSFET，采用同步整流，效率曲線如圖所示

損耗是任何 SMPS 架構(gòu)都面臨的問(wèn)題，我們?cè)诖艘詧D 2 所示降壓型（或 buck）轉(zhuǎn)換器為例進(jìn)行討論，圖中標(biāo)明各點(diǎn)的開關(guān)波形，用于后續(xù)計(jì)算。

降壓轉(zhuǎn)換器的主要功能是把一個(gè)較高的直流輸入電壓轉(zhuǎn)換成較低的直流輸出電壓。為了達(dá)到這個(gè)要求，MOSFET 以固定頻率（fS），在脈寬調(diào)制信號(hào)（PWM）的控制下進(jìn)行開、關(guān)操作。當(dāng) MOSFET 導(dǎo)通時(shí)，輸入電壓給電感和電容（L 和 COUT）充電，通過(guò)它們把能量傳遞給負(fù)載。在此期間，電感電流線性上升，電流回路如圖 2 中的回路 1 所示。

當(dāng) MOSFET 斷開時(shí)，輸入電壓斷開與電感的連接，電感和輸出電容為負(fù)載供電。電感電流線性下降，電流流過(guò)二極管，電流回路如圖中的環(huán)路 2 所示。MOSFET 的導(dǎo)通時(shí)間定義為 PWM 信號(hào)的占空比（D）。D 把每個(gè)開關(guān)周期分成 [D × tS] 和 [(1 - D) × tS] 兩部分，它們分別對(duì)應(yīng)于 MOSFET 的導(dǎo)通時(shí)間（環(huán)路 1）和二極管的導(dǎo)通時(shí)間（環(huán)路 2）。所有 SMPS 拓?fù)洌ń祲骸⒎聪嗟龋┒疾捎眠@種方式劃分開關(guān)周期，實(shí)現(xiàn)電壓轉(zhuǎn)換。

對(duì)于降壓轉(zhuǎn)換電路，較大的占空比將向負(fù)載傳輸較多的能量，平均輸出電壓增加。相反，占空比較低時(shí)，平均輸出電壓也會(huì)降低。根據(jù)這個(gè)關(guān)系，可以得到以下理想情況下（不考慮二極管或 MOSFET 的壓降）降壓型 SMPS 的轉(zhuǎn)換公式：
V OUT = D × VIN
I IN = D × IOUT

需要注意的是，任何 SMPS 在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)處于某個(gè)狀態(tài)的時(shí)間越長(zhǎng)，那么它在這個(gè)狀態(tài)所造成的損耗也越大。對(duì)于降壓型轉(zhuǎn)換器，D 越低（相應(yīng)的 VOUT 越低），回路 2 產(chǎn)生的損耗也大。

接下來(lái)，我們?cè)敿?xì)分析開關(guān)電源的八大損耗。

1. 開關(guān)器件的損耗 - MOSFET 傳導(dǎo)損耗

圖 2（以及其它絕大多數(shù) DC - DC 轉(zhuǎn)換器拓?fù)洌┲械?MOSFET 和二極管是造成功耗的主要因素。相關(guān)損耗主要包括兩部分：傳導(dǎo)損耗和開關(guān)損耗。

MOSFET 和二極管是開關(guān)元件，導(dǎo)通時(shí)電流流過(guò)回路。器件導(dǎo)通時(shí)，傳導(dǎo)損耗分別由 MOSFET 的導(dǎo)通電阻（RDS (ON)）和二極管的正向?qū)妷簺Q定。

MOSFET 的傳導(dǎo)損耗（PCOND (MOSFET)）近似等于導(dǎo)通電阻 RDS (ON)、占空比（D）和導(dǎo)通時(shí) MOSFET 的平均電流（IMOSFET (AVG)）的乘積。
PCOND (MOSFET) (使用平均電流) = IMOSFET (AVG)2 × RDS (ON) × D

上式給出了 SMPS 中 MOSFET 傳導(dǎo)損耗的近似值，但它只作為電路損耗的估算值，因?yàn)殡娏骶€性上升時(shí)所產(chǎn)生的功耗大于由平均電流計(jì)算得到的功耗。對(duì)于 “峰值” 電流，更準(zhǔn)確的計(jì)算方法是對(duì)電流峰值和谷值（圖 3 中的 IV 和 IP）之間的電流波形的平方進(jìn)行積分得到估算值。

圖 3. 典型的降壓型轉(zhuǎn)換器的 MOSFET 電流波形，用于估算 MOSFET 的傳導(dǎo)損耗

下式給出了更準(zhǔn)確的估算損耗的方法，利用 IP 和 IV 之間電流波形 I2 的積分替代簡(jiǎn)單的 I2 項(xiàng)。
PCOND (MOSFET) = [(IP3 - IV3)/3] × RDS (ON) × D
= [(IP3 - IV3)/3] × RDS (ON) × VOUT/VIN

式中，IP 和 IV 分別對(duì)應(yīng)于電流波形的峰值和谷值，如圖 3 所示。MOSFET 電流從 IV 線性上升到 IP，例如：如果 IV 為 0.25A，IP 為 1.75A，RDS (ON) 為 0.1Ω，VOUT 為 VIN/2 (D = 0.5)，基于平均電流（1A）的計(jì)算結(jié)果為：
PCOND (MOSFET) (使用平均電流) = 12 × 0.1 × 0.5 = 0.050W

利用波形積分進(jìn)行更準(zhǔn)確的計(jì)算：
PCOND (MOSFET) (使用電流波形積分進(jìn)行計(jì)算) = [(1.753 - 0.253)/3] × 0.1 × 0.5 = 0.089W

或近似為 78%，高于按照平均電流計(jì)算得到的結(jié)果。對(duì)于峰均比較小的電流波形，兩種計(jì)算結(jié)果的差別很小，利用平均電流計(jì)算即可滿足要求。

2. 二極管傳導(dǎo)損耗

MOSFET 的傳導(dǎo)損耗與 RDS (ON) 成正比，二極管的傳導(dǎo)損耗則在很大程度上取決于正向?qū)妷海╒F）。二極管通常比 MOSFET 損耗更大，二極管損耗與正向電流、VF 和導(dǎo)通時(shí)間成正比。由于 MOSFET 斷開時(shí)二極管導(dǎo)通，二極管的傳導(dǎo)損耗（PCOND (DIODE)）近似為：
PCOND (DIODE) = IDIODE (ON) × VF × (1 - D)

式中，IDIODE (ON) 為二極管導(dǎo)通期間的平均電流。圖 2 所示，二極管導(dǎo)通期間的平均電流為 IOUT，因此，對(duì)于降壓型轉(zhuǎn)換器，PCOND (DIODE) 可以按照下式估算：
PCOND (DIODE) = I OUT × VF × (1 - VOUT/VIN )

與 MOSFET 功耗計(jì)算不同，采用平均電流即可得到比較準(zhǔn)確的功耗計(jì)算結(jié)果，因?yàn)槎O管損耗與 I 成正比，而不是 I2 。

顯然，MOSFET 或二極管的導(dǎo)通時(shí)間越長(zhǎng)，傳導(dǎo)損耗也越大。對(duì)于降壓型轉(zhuǎn)換器，輸出電壓越低，二極管產(chǎn)生的功耗也越大，因?yàn)樗幱趯?dǎo)通狀態(tài)的時(shí)間越長(zhǎng)。

3. 開關(guān)動(dòng)態(tài)損耗

由于開關(guān)損耗是由開關(guān)的非理想狀態(tài)引起的，很難估算 MOSFET 和二極管的開關(guān)損耗，器件從完全導(dǎo)通到完全關(guān)閉或從完全關(guān)閉到完全導(dǎo)通需要一定時(shí)間，在這個(gè)過(guò)程中會(huì)產(chǎn)生功率損耗。圖 4 所示 MOSFET 的漏源電壓（VDS）和漏源電流（IDS）的關(guān)系圖可以很好地解釋 MOSFET 在過(guò)渡過(guò)程中的開關(guān)損耗，從上半部分波形可以看出，tSW (ON) 和 tSW (OFF) 期間電壓和電流發(fā)生瞬變，MOSFET 的電容進(jìn)行充電、放電。

圖 4 所示，VDS 降到終導(dǎo)通狀態(tài)（= ID × RDS (ON)）之前，滿負(fù)荷電流（ID）流過(guò) MOSFET。相反，關(guān)斷時(shí)，VDS 在 MOSFET 電流下降到零值之前逐漸上升到關(guān)斷狀態(tài)的終值。開關(guān)過(guò)程中，電壓和電流的交疊部分即為造成開關(guān)損耗的來(lái)源，從圖 4 可以清楚地看到這一點(diǎn)。

圖 4. 開關(guān)損耗發(fā)生在 MOSFET 通、斷期間的過(guò)渡過(guò)程

開關(guān)損耗隨著 SMPS 頻率的升高而增大，這一點(diǎn)很容易理解，隨著開關(guān)頻率提高（周期縮短），開關(guān)過(guò)渡時(shí)間所占比例增大，從而增大開關(guān)損耗。開關(guān)轉(zhuǎn)換過(guò)程中，開關(guān)時(shí)間是占空比的二十分之一對(duì)于效率的影響要遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于開關(guān)時(shí)間為占空比的十分之一的情況。由于開關(guān)損耗和頻率有很大的關(guān)系，工作在高頻時(shí)，開關(guān)損耗將成為主要的損耗因素。MOSFET 的開關(guān)損耗（PSW (MOSFET)）可以按照?qǐng)D 3 所示三角波進(jìn)行估算，公式如下：
PSW (MOSFET) = 0.5 × VD × ID × (t SW (ON) + tSW (OFF)) × fS

其中，VD 為 MOSFET 關(guān)斷期間的漏源電壓，ID 是 MOSFET 導(dǎo)通期間的溝道電流，tSW (ON) 和 tSW (OFF) 是導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)間。對(duì)于降壓電路轉(zhuǎn)換，VIN 是 MOSFET 關(guān)斷時(shí)的電壓，導(dǎo)通時(shí)的電流為 IOUT 。

為了驗(yàn)證 MOSFET 的開關(guān)損耗和傳導(dǎo)損耗，圖 5 給出了降壓轉(zhuǎn)換器中集成高端 MOSFET 的典型波形：VDS 和 IDS。電路參數(shù)為：V IN = 10V、VOUT = 3.3V、I OUT = 500mA、RDS (ON) = 0.1Ω、fS = 1MHz、開關(guān)瞬變時(shí)間（t ON + t OFF）總計(jì)為 38ns。

在圖 5 可以看出，開關(guān)變化不是瞬間完成的，電流和電壓波形交疊部分導(dǎo)致功率損耗。MOSFET “導(dǎo)通” 時(shí)（圖 2），流過(guò)電感的電流 IDS 線性上升，與導(dǎo)通邊沿相比，斷開時(shí)的開關(guān)損耗更大。

利用上述近似計(jì)算法，MOSFET 的平均損耗可以由下式計(jì)算：
PT (MOSFET) = PCOND (MOSFET) + PSW (MOSFET)
= [(I13 - I03)/3] × RDS (ON) × V OUT/VIN + 0.5 × VIN × I OUT × (tSW (ON) + t SW (OFF)) × fS
= [(13 - 03)/3] × 0.1 × 3.3/10 + 0.5 × 10 × 0.5 × (38 × 10??) × 1 × 10?
= 0.011 + 0.095 = 106mW

這一結(jié)果與圖 5 下方曲線測(cè)量得到的 117.4mW 接近，注意：這種情況下，fS 足夠高，PSW (MOSFET) 是功耗的主要因素。

圖 5. 降壓轉(zhuǎn)換器高端 MOSFET 的典型開關(guān)周期，輸入 10V、輸出 3.3V (輸出電流 500mA)。開關(guān)頻率為 1MHz，開關(guān)轉(zhuǎn)換時(shí)間是 38ns。

與 MOSFET 相同，二極管也存在開關(guān)損耗。這個(gè)損耗很大程度上取決于二極管的反向恢復(fù)時(shí)間（tRR），二極管開關(guān)損耗發(fā)生在二極管從正向?qū)ǖ椒聪蚪刂沟霓D(zhuǎn)換過(guò)程。

當(dāng)反向電壓加在二級(jí)管兩端時(shí)，正向?qū)娏髟诙O管上產(chǎn)生的累積電荷需要釋放，產(chǎn)生反向電流尖峰（IRR (PEAK)），極性與正向?qū)娏飨喾?，從而造?V × I 功率損耗，因?yàn)榉聪蚧謴?fù)期內(nèi)，反向電壓和反向電流同時(shí)存在于二極管。圖 6 給出了二極管在反向恢復(fù)期間的 PN 結(jié)示意圖。

圖 6. 二極管結(jié)反偏時(shí)，需要釋放正向?qū)ㄆ陂g的累積電荷，產(chǎn)生峰值電流（IRR (PEAK) ）。

了解了二極管的反向恢復(fù)特性，可以由下式估算二極管的開關(guān)損耗（PSW (DIODE)）：
PSW (DIODE) = 0.5 × V REV ERSE × IRR (PEAK) × tRR2 × f S

其中，VREVERSE 是二極管的反向偏置電壓，IRR (PEAK) 是反向恢復(fù)電流的峰值，t RR2 是從反向電流峰值 IRR 到恢復(fù)電流為正的時(shí)間。對(duì)于降壓電路，當(dāng) MOSFET 導(dǎo)通的時(shí)候，VIN 為 MOSFET 導(dǎo)通時(shí)二極管的反向偏置電壓。

為了驗(yàn)證二極管損耗計(jì)算公式，圖 7 顯示了典型的降壓轉(zhuǎn)換器中 PN 結(jié)的開關(guān)波形，VIN = 10V、VOUT =3.3V，測(cè)得 IRR (PEAK) = 250mA、IOUT = 500mA、fS = 1MHz、 tRR2 = 28ns、VF = 0.9V。利用這些數(shù)值可以得到：

該結(jié)果接近于圖 7 所示測(cè)量結(jié)果 358.7mW。考慮到較大的 VF 和較長(zhǎng)的二極管導(dǎo)通周期，tRR 時(shí)間非常短，開關(guān)損耗（PSW (DIODE)）在二極管損耗中占主導(dǎo)地位。