使用微控制器捕獲瞬態(tài)模擬信號通常需要添加全功率峰值保持電路作為外部外圍設(shè)備。這種新穎的方法利用微處理器在模擬和數(shù)字模式之間即時切換引腳的能力，最大限度地減少了額外的硬件。雖然此 DI 專門使用 PIC，但該原理可應(yīng)用于具有該功能的任何設(shè)備。

　　圖 1顯示了基礎(chǔ)知識。我們稍后可能想添加一些復(fù)雜功能。
　　圖 1基本峰值保持電路。標有 ANA 的 PIC 引腳對 C1 上的電壓進行采樣，然后將其重置為接地，為下一次采樣做好準備?！　1 和 D1 組成一個“有源二極管”，當 A1 的非反相輸入高于二極管的輸出電壓（從而高于反相輸入的電壓）時，它通過 R1 快速將 C1 充電至峰值輸入電壓。C1 保持其電荷，因為它沒有放電路徑（泄漏除外），直到 PIC 需要對其進行采樣，此時 ADC 被分配給相關(guān)輸入引腳（標記為 ANA），從而啟動采集周期，在此期間 C1 的電荷與 PIC 的內(nèi)部 C HOLD 共享。完成后，可以開始轉(zhuǎn)換，這也會立即斷開該引腳與 ADC 的連接，允許其從模擬輸入更改為數(shù)字輸出（低電平有效）以放電 C1，重置電路以準備下一個周期。因此，單個處理器引腳執(zhí)行兩個功能。圖 2顯示了基本功能的典型代碼。

　　圖 2簡化代碼，用于捕獲 C1 上保持的電壓，然后立即放電以重置電路，為下一個采樣周期做好準備。
　　現(xiàn)在我們已經(jīng)使它運行起來了，是時候指出它的缺點并提出一些解決方法了。
　　C1 兩端的電壓絕不能高于 A1 的 V DD之下的二極管壓降，這會限制有效測量范圍。（雖然正向電壓較低的肖特基二極管可用于 D1，但較高的反向漏電會影響精度。）如果輸入必須覆蓋整個范圍，最簡單的方法是先將其降低，然后接受稍微有限的測量分辨率或為 DAC 使用較低的參考電壓（2.55 V 可能是理想的）。A1 的 V DD可以升高（見下文）以允許完全正向擺幅。同樣，如果需要非常接近地讀取讀數(shù)，則可以將其 V SS推至負值。同樣：見下文。
　　A1 中的任何輸入偏移都會影響精度。使用 8 位 3.3 V 參考時，1 LSB 約為 13 mV，使用 12 位時約為 800 V，因此允許的偏移是其一半。（MCP6021 的偏移最多為 500 V。）
　　請注意，雖然 C1 的電壓將相對于 PIC 的 AVSS（或者可能是其 VREF 引腳）進行測量，但它將放電至 DVSS。（引腳數(shù)較少的設(shè)備將 AVSS 和 DVSS 組合在一個接地引腳上。）如果在低輸入電平下精度至關(guān)重要，則請注意它們之間的任何相對偏移。微控制器通常在模擬測量期間處于休眠狀態(tài)，以盡量減少此類誤差，這些誤差可能因設(shè)備的工作強度而異。
　　ADC 操作中固有的更微妙的誤差源。在內(nèi)部，它使用一個小電容器 (C HOLD )，根據(jù)設(shè)備的年份，其值從 10 pF 到 120 pF 不等，用于保持輸入以進行處理。在采集時間內(nèi)，外部電容器 C1 上的電荷與內(nèi)部電容器共享，因此，除非在輸入脈沖到達時 ADC 實際連接到引腳，否則它將讀取低電平，按 C1 / (C1 + C HOLD ) 縮放。當 C1 = 10 nF 且 DAC 的 C HOLD? = 10 pF 時（如在更現(xiàn)代的 PIC 中一樣），對于 10 位結(jié)果，誤差將為 ~1 LSB，但對于 8 位結(jié)果，誤差可以忽略不計；較低的 C1 值將導(dǎo)致更大的誤差。
　　如果輸入脈沖短于復(fù)位周期，且在引腳保持低位時到達，則脈沖將被衰減并有效丟失。（并確保 A1 的去耦電容能夠提供不可避免的電源瞬變。）添加一個額外的 MOSFET（需要額外的 GPIO 引腳，如下圖 2所示）可實現(xiàn)“即時”復(fù)位（或快一千倍左右，可能在一個指令周期內(nèi)完成），并連接到真正的地，而不是 PIC 的內(nèi)部地。（ADC 的引腳將保持為模擬模式。）在極其關(guān)鍵的情況下，解決辦法可能是在另一個引腳上復(fù)制保持電路，并交替采樣每個通道，在代碼中選擇較高的讀數(shù)。
　　在我最初的應(yīng)用中，即測量射頻信號突發(fā)的強度，這些點都不是問題，因為輸入始終在 0.2 到 2.5 V 之間并持續(xù)數(shù)百微秒，而輸出則縮放為從 0 到 9。
　　盡管存在這些保留意見，但這種開環(huán)方法比將運算放大器環(huán)繞在電容器周圍的標準配置要快。由于 C1 是直接驅(qū)動的，因此輸入脈沖的上升時間現(xiàn)在可以任意快。A1 的輸出可能會瞬間過沖，但 R1C1 的較長時間常數(shù)會吸收這種干擾。
　　為了保證準確性，應(yīng)選擇 R1，以使運算放大器的輸出驅(qū)動永遠不會超過其電流限制值，因為這會破壞反饋回路，導(dǎo)致過沖和錯誤的高讀數(shù)。此外，為了實現(xiàn)干凈的操作，時間常數(shù) R1C1 不應(yīng)小于 A1 的軌到軌轉(zhuǎn)換時間。10n + 47R（470 ns 與測量的轉(zhuǎn)換時間大致相同）允許精確測量短至 ~3 ?s 的 2.5 V 脈沖。實驗表明，R1 可以減小到 27R，對于 1 ?s / 2.5 V 輸入脈沖，誤差為 -10%。
　　C1 放電至半個 LSB 的時間約為 ~1.6 × (NumberOfBits + 1) × C1 × R OUT(LOW)，其中后者對于工作在 3.3 V 的 PIC 通常約為 ~100 Ω。（“~1.6” 當然是 1 / (1 – 1 /? e )。）對于 8 位、10 nF 和 100 Ω；這約為 14 ?s，如果不需要測量到地，則可以縮短。（無論如何，有些 PIC 可能會遇到困難，特別是如果它們在 ADC 的輸入路徑中使用內(nèi)部運算放大器。）選擇在 A-D 轉(zhuǎn)換完成后立即取消重置并重新啟用模擬輸入，在我的實現(xiàn)中這需要 ~20 ?s，這已經(jīng)足夠了，并且簡化了代碼。
　　A1 顯示為 Microchip MCP6021（CMOS、RRIO、2.5–5.5 V、10 MHz GBW、<500 ?V 偏移）。MCP6001 更便宜，但規(guī)格較差。另外，雙 MCP6022 非常適合 5 V 實驗和原型設(shè)計，因為它采用 DIP-8 封裝。
　　如圖 1 所示，A1 可從 GPIO 引腳供電，從而允許它在 PIC 休眠時斷電。這顯然會將其 V DD限制為 PIC 的電源電壓，從而限制如上所述的輸入范圍。如果您需要全范圍并且有更高的開關(guān)軌可用，請使用它；如果不是，一個簡單的電壓倍增器（可能從 PWM 輸出供電）可以解決問題。
　　MCP6021 的輸出驅(qū)動至其 V SS的 ~5 mV 以內(nèi)（8 位時 <1/2 LSB）。要直接接地，另一個電壓倍增器可以提供升壓負饋電，使用簡單的調(diào)節(jié)器將其降低至 -0.6 V（適用于低壓運算放大器）。確保 A1 兩端的總電壓在其限制范圍內(nèi)；可能需要在正倍增器中使用額外的二極管（圖 3中的 D6 ）來保證這一點。所有這些附加組件都集中在圖 3 中。PIC 的引腳保護二極管額定電流為 25 mA，在任何故障條件下都應(yīng)該能夠安全承受增加的電壓。雖然這些簡單的 PIC 驅(qū)動電壓倍增器僅適用于幾毫安，但它們可以在需要時幫助為其他設(shè)備供電。　　所有這些都提出了一個現(xiàn)實問題：上游電路的供電來源是什么？它真的能提供軌對軌信號嗎？如果不是，我們也不必大驚小怪。

　　圖 3提升運算放大器的供電軌可以實現(xiàn)真正的軌到軌操作，而額外的 MOSFET 可以“瞬時”重置 C1。
　　另一個現(xiàn)實問題是：如果兩個升壓軌都可用，為什么不使用更高電壓的非 RRIO 運算放大器呢？那么負調(diào)節(jié)器 Q2/3 等就變得沒有必要了。圖 2 中顯示的額外復(fù)雜性可能在這里不需要，但在其他地方可能會派上用場。
　　很大程度上，由于 PIC 的局限性，圖 1 中的簡單電路是準確的，但并非絕對精確，但仍然被證明是可靠和有用的，特別是在電路板空間非常寶貴的情況下。它也可以用作外部峰值感應(yīng) A-D 外設(shè)的前端?；驹硪部梢杂糜诨谖⑻幚砥鞯奶准?，以將信號線鉗位到地，盡管串聯(lián)的電阻大約為 100 Ω，但 MOSFET 可能會增加太多電容。