在電子電路設(shè)計中，降壓轉(zhuǎn)換器的穩(wěn)定性至關(guān)重要。當我們首次啟動降壓轉(zhuǎn)換器時，若能確信它會穩(wěn)定運行，無疑能為后續(xù)的工作節(jié)省大量的時間和精力。而這一目標可以通過使用簡單的仿真模型以及一些簡單的計算來設(shè)置誤差放大器和功率級增益來實現(xiàn)。
圖 1 展示了帶有誤差放大器、功率級增益和輸出濾波器的電流模式（CM）模型。誤差放大器會對輸出電壓進行監(jiān)測，將其與內(nèi)部參考電壓進行比較，并向功率級生成誤差信號。功率級增益模塊則負責將誤差電壓轉(zhuǎn)換為輸出電流。這里使用簡單的壓控電流源對兩種增益進行建模。在輸出端添加無損傳輸線，能夠引入相位滯后，從而提高更高帶寬（BW）的精度。

圖 1：CM 控制回路模型
為了測量系統(tǒng)的環(huán)路增益，我們將 1Vac 擾動注入反饋，并使其傳播到功率級濾波器輸出 V_loop。通過將反饋連接到誤差放大器的正輸入而非負輸入，可以消除相移。這樣一來，電源的相位裕度在 V_loop 處就可以直接讀取。
在進行模型搭建時，我們必須確定兩個誤差放大器參數(shù)，即直流增益和運算放大器（op - amp）BW。大多數(shù)控制器數(shù)據(jù)表都會明確指定這兩個參數(shù)。為了模擬運算放大器的開環(huán)頻率響應(yīng)，我們首先要通過將 800V/V（或 58dB）的開環(huán)增益除以 92μA/V 的跨導來計算輸出阻抗（R_ZO），經(jīng)過計算得到的輸出阻抗為 8.7MOhms。接下來，計算低頻極點，按照數(shù)據(jù)表的要求將其 BW 設(shè)置為 2.7MHz，由此可得出需要 3.4kHz（2.7MHz / 800）的極點。結(jié)合這個極點頻率和 8.7MOhms 的輸出阻抗，會產(chǎn)生 5.4pF 的輸出電容。而組件 R2、C1 和 C2 則為穩(wěn)定電源提供所需的外部補償。
對于功率級模塊，我根據(jù)數(shù)據(jù)表將其增益設(shè)置為 10A/V。在 CM 控制模式下，峰值電流會跟隨誤差信號，這使得電感器可以被看作電流源，從而在模型中可以將其消除。不過，輸出濾波器組件的值必須準確，因為它們會影響濾波器極點和零頻率，進而影響轉(zhuǎn)換器的帶寬和產(chǎn)生的相位響應(yīng)。需要特別注意的是，要降低陶瓷輸出電容的直流偏置電容，因為它通常遠小于規(guī)定值。此外，鋁電容器的等效串聯(lián)電阻（ESR）在冷運行時會增加十倍以上，所以在驗證穩(wěn)定性時，務(wù)必使用最高預(yù)期 ESR。
傳輸線的引入會產(chǎn)生相位滯后，這有助于提高更高頻率的精度。這種相位滯后是傳播延遲的結(jié)果，它與轉(zhuǎn)換器從最初發(fā)出命令到實際切換所需的時間有關(guān)。平均延遲時間約為開關(guān)周期的二分之一，并在開關(guān)頻率的二分之一處引入 90° 相位滯后。對于低帶寬轉(zhuǎn)換器，這種影響相對較小。然而，當 BW 接近開關(guān)頻率的二分之一時，相位會顯著降低，從而更好地匹配實際相位響應(yīng)。如果模型中沒有考慮傳輸線的影響，預(yù)計相位響應(yīng)誤差會增加到開關(guān)頻率的十分之一以上。
圖 2 展示了模擬響應(yīng)，圖 3 則顯示了實際測量結(jié)果。從圖中可以看出，傳輸線降低了較高頻率的相位。預(yù)測數(shù)據(jù)與實際數(shù)據(jù)有較好的相關(guān)性，但兩者之間確實存在一些誤差。這些差異可能是由于內(nèi)部斜率補償和元件參數(shù)的實際值差異等因素造成的。

圖 2：模擬 CM 模型的增益和相位裕度

圖 3：實驗室測量顯示出良好的相關(guān)性
總的來說，這種簡單的 SPICE 模型為驗證 CM 降壓轉(zhuǎn)換器中的補償值提供了一種便捷且具有合理精度的方法。通過模擬結(jié)果，我們可以驗證穩(wěn)定性，減少測試時間，并且還能對第二級 LC 濾波器、長電感引線和下游電容的影響進行建模。