介紹

在所有功率因數(shù)校正 （PFC） 拓?fù)渲?，圖騰柱無(wú)橋 PFC 提供最佳效率;因此，它被廣泛用于服務(wù)器和數(shù)據(jù)中心。然而，閉合連續(xù)導(dǎo)通模式 （CCM） 圖騰柱無(wú)橋 PFC 的電流控制環(huán)路并不像傳統(tǒng) PFC 那樣簡(jiǎn)單。在 CCM 中運(yùn)行的傳統(tǒng) PFC 采用平均電流模式控制器 [1]，如圖 1 所示，其中 V裁判是電壓環(huán)路參考 V外是檢測(cè)到的 PFC 輸出電壓，Gv 是電壓回路，V在是檢測(cè)到的 PFC 輸入電壓 I裁判是電流環(huán)參考，I在是檢測(cè)到的 PFC 電感電流 G我是電流環(huán)路，d 是脈寬調(diào)制 （PWM） 的占空比。由于橋式整流器用于傳統(tǒng)的 PFC，因此所有這些值都是正的，電流反饋信號(hào) I在是整流后的輸入電流信號(hào)。

圖 1PFC 的平均電流模式控制器，其中列出的所有參數(shù)均為正值，I在是整流后的輸入電流信號(hào)。Texas Instruments

新的反饋信號(hào)

由于圖騰柱無(wú)橋 PFC 中的電感電流

但是，霍爾效應(yīng)傳感器的輸出不會(huì)與感應(yīng)到的電流 100% 匹配。例如，如果感應(yīng)到的電流是正弦波，則霍爾效應(yīng)傳感器的輸出是具有直流偏移的正弦波，如圖 2 所示。因此，您不能將其用作圖 1 所示電流模式控制器中的反饋信號(hào)，您必須修改控制器以適應(yīng)這個(gè)新的反饋信號(hào)。在本 Power Tip 中，我將介紹使用這種新反饋信號(hào)閉合電流控制回路的三種方法。

圖 2圖騰柱無(wú)橋 PFC 及其電流檢測(cè)信號(hào)表明，霍爾效應(yīng)傳感器輸出不會(huì) 100% 匹配感應(yīng)到的電流。Texas Instruments

方法 1：沒(méi)有負(fù)回路參考的控制器

一些數(shù)字控制器，例如德州儀器 （TI） 的 UCD3138，使用硬件狀態(tài)機(jī)來(lái)實(shí)現(xiàn)控制環(huán)路;因此，狀態(tài)機(jī)的所有 input signals 必須大于或等于零。在這種情況下，請(qǐng)按照以下步驟關(guān)閉電流控制回路：

1. 通過(guò)兩個(gè)模數(shù)轉(zhuǎn)換器 （ADC） 分別感應(yīng)交流線(xiàn)路和交流中性線(xiàn)電壓。
2. 使用固件對(duì)檢測(cè)到的 V 進(jìn)行整流交流信號(hào)，如公式 1 和圖 3 所示。

圖 3使用公式 1 中所示的固件來(lái)整流檢測(cè)到的輸入電壓 V交流.Texas Instruments

計(jì)算正弦參考 V正弦，使用與計(jì)算 I 時(shí)相同的方法裁判在傳統(tǒng) PFC 中，如公式 2 和圖 4 所示。

圖 4計(jì)算正弦參考 （V正弦） 使用與計(jì)算 I 時(shí)相同的方法裁判在傳統(tǒng) PFC 中。Texas Instruments

4. 使用霍爾效應(yīng)傳感器輸出作為電流反饋信號(hào) I在直接（公式 3）。

5. 在正 AC 循環(huán)期間，如果比較 V正弦和霍爾效應(yīng)傳感器輸出，它們具有相同的形狀。唯一的區(qū)別是直流偏移。用公式 4 計(jì)算電流環(huán)路參考 I裁判.

6. 控制回路具有標(biāo)準(zhǔn)的負(fù)反饋控制。使用公式 5 計(jì)算進(jìn)入控制環(huán)路的誤差：

7. 在負(fù) AC 循環(huán)期間，如果比較 V 的形狀正弦和霍爾效應(yīng)傳感器輸出，差異不僅僅是直流偏移;它們的形狀也是相反的。使用公式 6 計(jì)算電流環(huán)路參考 I裁判.

8. 在負(fù)交流循環(huán)期間，電感電流越高，霍爾效應(yīng)傳感器輸出的值就越低?？刂苹芈沸枰獜呢?fù)反饋轉(zhuǎn)變?yōu)檎答?。使用公?7 計(jì)算進(jìn)入控制環(huán)路的誤差。

  方法 2：基于固件的純控制器

對(duì)于 TI C2000 微控制器等基于固件的純數(shù)字控制器，控制回路通過(guò)固件實(shí)現(xiàn)，這意味著內(nèi)部計(jì)算參數(shù)可以是正數(shù)或負(fù)數(shù)。在這種情況下，請(qǐng)按照以下步驟關(guān)閉電流控制回路：

1. 通過(guò)兩個(gè) ADC 感應(yīng)交流線(xiàn)路和交流中性線(xiàn)電壓。然后用線(xiàn)電壓減去中性線(xiàn)電壓得到 V在如公式 8 和圖 5 所示。

圖 5計(jì)算 V在使用線(xiàn)電壓減去中性點(diǎn)電壓后.Texas Instruments

2. 計(jì)算正弦電流環(huán)路參考 I裁判，使用與傳統(tǒng) PFC 相同的方法，如公式 9 和圖 6 所示。

圖 6計(jì)算 I裁判使用與傳統(tǒng) PFC 相同的方法.Texas Instruments

3. 如果你比較 I 的形狀裁判和霍爾效應(yīng)傳感器輸出，它們具有相同的形狀;唯一的區(qū)別是直流偏移量。使用公式 10 計(jì)算輸入電流反饋信號(hào) I在.圖 7 顯示了波形。

圖 7霍爾傳感器輸出的波形和用于計(jì)算 I 的直流偏移在。Texas Instruments

4. 在正 AC 循環(huán)期間，控制回路具有標(biāo)準(zhǔn)的負(fù)反饋控制。使用公式 11 計(jì)算進(jìn)入控制環(huán)路的誤差：

5. 在負(fù) AC 循環(huán)期間，電感電流越高，霍爾效應(yīng)傳感器輸出的值越低;因此，控制回路需要從負(fù)反饋轉(zhuǎn)變?yōu)檎答仭Ｊ褂霉?12 計(jì)算進(jìn)入控制環(huán)路的誤差。

方法 3：占空比前饋控制

總諧波失真 （THD） 要求越來(lái)越嚴(yán)格，尤其是在服務(wù)器和數(shù)據(jù)中心應(yīng)用中。降低 THD 需要將控制環(huán)路帶寬推得越來(lái)越高。高帶寬會(huì)降低相位裕量，從而導(dǎo)致環(huán)路不穩(wěn)定。有限的 PFC 開(kāi)關(guān)頻率還可以防止帶寬變得非常高。要解決此問(wèn)題，您可以向控制環(huán)路添加預(yù)先計(jì)算的占空比以生成 PWM;這稱(chēng)為占空比前饋控制 （DFF 系列) [2], [3].

對(duì)于在 CCM 模式下運(yùn)行的升壓拓?fù)?，公?13 計(jì)算 dFF 系列如：

這種占空比模式有效地在開(kāi)關(guān)兩端產(chǎn)生一個(gè)電壓，該電壓在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的平均值等于整流后的輸入電壓。常規(guī)的電流環(huán)路補(bǔ)償器會(huì)圍繞這個(gè)計(jì)算出的占空比模式來(lái)改變占空比。由于升壓電感在線(xiàn)路頻率下的阻抗非常低，占空比的微小變化會(huì)在電感兩端產(chǎn)生足夠的電壓來(lái)產(chǎn)生所需的正弦電流波形，因此電流環(huán)路補(bǔ)償器不需要具有高帶寬。

圖 8 描述了生成的控制方案。將計(jì)算的 d 相加FF 系列到傳統(tǒng)的平均電流模式控制輸出 d我，得到最終占空比 d，用于生成 PWM 波形以控制 PFC。

圖 8PFC 的占空比前饋控制，其中加上計(jì)算的 dFF 系列到傳統(tǒng)的平均電流模式控制輸出 d我，得到最終占空比 d，用于生成 PWM 波形以控制 PFC。Texas Instruments

要利用 d 的優(yōu)勢(shì)FF 系列在圖騰柱無(wú)橋 PFC 中，請(qǐng)按照以下步驟閉合電流環(huán)路：

1. 按照方法 1 中的步驟 2、3、4 和 5 進(jìn)行作。
2. 計(jì)算 dFF 系列，如公式 14 所示。由于 V在是正弦波，其值在負(fù)交流周期中為負(fù)，請(qǐng)使用其絕對(duì)值進(jìn)行計(jì)算。

3. 使用公式 15 將 d 相加FF 系列到 G我輸出，d我，并獲取最終的 d。

您也可以使用 dFF 系列控制基于硬件狀態(tài)機(jī)的控制器;有關(guān)詳細(xì)信息，請(qǐng)參見(jiàn)參考文獻(xiàn) [2]。

閉合電流回路

閉合圖騰柱無(wú)橋 PFC 的電流環(huán)路并不像傳統(tǒng) PFC 那樣簡(jiǎn)單;它也可能因控制器而異。此 Power Tip 可以幫助您消除圖騰柱無(wú)橋 PFC 中控制環(huán)路實(shí)現(xiàn)的混淆，并為您的設(shè)計(jì)選擇合適的方法。