是什么導(dǎo)致放大器不穩(wěn)定？
　　只要環(huán)路增益在任何重要的頻率下都不會變成正反饋，閉環(huán)系統(tǒng)就是穩(wěn)定的。環(huán)路增益是一個相量（這意味著它同時具有幅度和 相位屬性）；不穩(wěn)定的最常見原因是環(huán)路周圍的額外相移，將完美的負反饋轉(zhuǎn)變?yōu)檎答?。環(huán)路增益相位“重要”的頻率是指環(huán)路增益為 0dB 或以上的頻率。
　　查看圖 1中所示的放大器電路，可以通過確定信號繞環(huán)路一周且環(huán)路損壞時遇到的相移來估計其穩(wěn)定性。以下示例演示了一種通過使用仿真軟件 Op Amp Macromodel 并采用 Pspice 中提供的理想組件來實現(xiàn)此目的的方法。
　　　圖1：跨阻放大器
　　高速低噪聲跨阻放大器 (TIA) 穩(wěn)定性示例：
　　讓我們以跨阻放大器 (TIA) 為例，探討其穩(wěn)定性，以演示我們即將提出的技術(shù)。 TIA 有許多工業(yè)和消費用途，例如 LIDAR（光檢測和測距）、條形碼掃描儀、工廠自動化等。設(shè)計人員面臨的一些挑戰(zhàn)是最大限度地提高 SNR 并實現(xiàn)傳遞預(yù)期信號所需的速度/帶寬沒有衰減或退化。
　　圖 1 是使用 LMH6629 的此類設(shè)計，LMH6629 是一款超高速 (GBWP= 4GHz) 低噪聲器件 (0.69nV/rtHz)，最小穩(wěn)定增益為 +10V/V（COMP 引腳連接到 VCC）。 LMH6629 的補償 (COMP) 輸入可連接至 VEE，以將最小穩(wěn)定增益降低至 4V/V。為了獲得最大轉(zhuǎn)換速率和帶寬（小信號和大信號），在此示例中，COMP 引腳連接到 VCC?？蛇_到的帶寬與放大器 GBWP 直接相關(guān)，與跨阻增益 (R F ) 和光電二極管固有寄生電容成反比。
　　決定給定放大器使用什么反饋電阻 (R F )的一種便捷方法是參考圖 2的圖，其中繪制了 使用 LMH6629 時的總等效輸入電流噪聲密度“i ni ”與 R F 的關(guān)系。在此圖中，“i n ”是 LMH6629 輸入噪聲電流，“en ”是 LMH6629 輸入噪聲電壓，“k”是玻爾茲曼常數(shù)，“T”是絕對溫度（單位：°C）。
　　　圖2：總等效噪聲密度與反饋電阻
　　從圖 2 中可以明顯看出，對于 LMH6629，將 R F設(shè)置 為 10k W 可確保最小的總等效輸入電流噪聲密度 i ni，從而獲得最高的 SNR。 R F的任何進一步增加都會降低可達到的速度，并且 SNR 沒有明顯的改善。
　　對于看似簡單的電路來說，使穩(wěn)定性分析變得復(fù)雜的一個主要因素是寄生元件的影響。在圖 1 的電路中，幾乎沒有任何跡象表明該電路可能接近不穩(wěn)定。所示的寄生分量“C D ”是光電二極管固有電容，其根據(jù)光電二極管面積及其靈敏度而縮放。 R2 用于消除 LMH6629 輸入偏置電流引起的失調(diào)誤差，C2 則消除 R2 的噪聲。　　假設(shè)光電二極管標稱電容 (CD )為 10pF，圖 1 電路的模擬響應(yīng)如圖 3所示 ，表明該電路不穩(wěn)定；頻率響應(yīng)中的大而尖銳的峰值可以明顯看出這一點。在頻域中，可以通過了解電路的相位裕度 (PM) 來確定穩(wěn)定性。出于仿真目的，光電二極管的簡化等效電路是電流源。

　　　圖3 ：TIA 頻率響應(yīng)表明不穩(wěn)定
　　對于有經(jīng)驗的用戶來說，相對較大的反饋電阻 R F缺乏穩(wěn)定性可能證明 R F “查看”反相運算放大器輸入的寄生電容是振鈴和過沖的原因。這可以稱為環(huán)路“過度相移”。反相輸入寄生電容由光電二極管電容和LMH6629的輸入電容組成。 LMH6629 的寬帶寬降低了足以導(dǎo)致過度相移的總輸入電容，從而加劇了問題。糾正這種情況最有效的方法是在R F兩端插入一個適當(dāng)值的電容器 (C F ) 。
　　除非進行全面的筆式分析來尋找導(dǎo)致這種行為的低相位裕度的原因，否則在選擇補償元件以提高穩(wěn)定性時除了反復(fù)試驗之外別無選擇。一種比筆劃方法快得多的更嚴格的方法是使用仿真來更深入地了解環(huán)路行為隨頻率的變化，而無需復(fù)雜算術(shù)的麻煩和計算錯誤的可能性。
　　所需要的是能夠觀察“開環(huán)”配置中的電路，以便研究環(huán)路增益 (LG) 幅度和相位。仿真提供了實現(xiàn)這一目標的機會，因為它為用戶提供了各種可以有效完成工作的理想組件。
　　在圖 4的仿真電路中，環(huán)路已在 AC 方面打開（其中相位裕度很重要），同時保留 DC 閉環(huán)，以便正確建立工作點。這是通過輸出端的大值串聯(lián)電感 (L1) 和大值并聯(lián)電容器 (C1) 來實現(xiàn)的。
　　圖4 ：插入大“L”和大“C”以在 AC 下開環(huán)進行仿真
　　驅(qū)動大電容器 (V_Drive) 的交流源可設(shè)置為 1V，器件輸出處的模擬響應(yīng)是 LG 函數(shù)，如圖5所示。圖 5 中約 0° 的低相位裕度證實了過度的閉環(huán)頻率響應(yīng)峰值如圖 3 所示。使用的品質(zhì)因數(shù)是相位裕度應(yīng)大于 45° 以確保穩(wěn)定性。
　　筆記：
　　1. 在開始頻率響應(yīng)仿真之前，確保輸入電流源（代替光電二極管）設(shè)置為“AC 0”
　　2. 顯示的結(jié)果是 C F 設(shè)置為 0pF 時的結(jié)果
　　3. 圖5中實線表示幅度，虛線表示相位角
　　4. 相位裕度是“LG函數(shù)”跨越0dB時的相位角
　　圖5 ：開環(huán)圖顯示相位裕度不足
　　為了找到適當(dāng)?shù)难a償電容器值以提高相位裕度，可以將各種 C F值 （在圖 4 的電路中）的噪聲增益與 LMH6629 開環(huán)增益圖一起繪制出來，如圖6所示。噪聲增益為 V(Drive)/V(In_Neg)。注意LG模擬的低頻值高于0dB；這是因為 LMH6629 的宏模型還對其差分輸入電阻進行建模。
　　大多數(shù) Pspice 模擬器允許使用圖 6 中所示的“.STEP PARAM”語句來運行多個模擬并顯示所有疊加的結(jié)果。其他模擬器可能具有專用命令來允許這種類型的同時模擬。最佳 C F 值是在噪聲增益函數(shù)上放置一個極點，該極點與 LMH6629 的開環(huán)增益圖相交的頻率。從圖 6 中可以看出，本例中的C F = 0.25pF。
　　任何較高的 C F 值都會產(chǎn)生帶寬損失，任何較低的值都會沒有足夠的相位裕度。如果 C F 足夠高（例如本例中為 7pF），噪聲增益圖可能會截取開環(huán)圖低于 20dB，這是 LMH6629 的最小穩(wěn)定增益；這種情況將再次不穩(wěn)定，或者放大器可能具有過度的頻率響應(yīng)峰值。因此，存在一個穩(wěn)定區(qū)域和一個最佳值。
　　　圖6 ：C F 優(yōu)化的噪聲增益圖　　圖 7顯示了當(dāng) C F =0.25pF時 LG 作為頻率函數(shù)的結(jié)果圖，以確認相位裕度已從沒有 C F 的原始 0° 增加到 61° 。

　　圖7 ：確認 C F帶來的相位裕度改善的開環(huán)圖
　　找到 C F的最佳值后，可以返回到原始閉環(huán)配置（沒有添加用于研究 LG 和 NG 的大 L 和 C）并獲得具有最佳 C F 值（在此為 0.25pF）的階躍響應(yīng)。情況）包括在內(nèi)。圖 8是各種 C F 的圖， 以確認較大或較小的 C F 值可能不穩(wěn)定，或者可能具有較長的振鈴和穩(wěn)定時間，而最佳 C F 會產(chǎn)生良好的階躍響應(yīng)且振鈴最小。
　　顯然，0pF和7pF是完全不穩(wěn)定的。并不是說 7pF 的振蕩頻率比 0pF 的振蕩頻率高很多，因為噪聲增益和放大器開環(huán)增益圖之間的截距頻率較高，如圖 6 所預(yù)測。
　　　圖8 ：各種 C F的閉環(huán)階躍響應(yīng)