TCCS 配置　　圖 1 顯示了 TCCS 放大器的原理圖。

　　變壓器耦合電流開(kāi)關(guān) D 類(lèi)放大器的示意圖。
　　圖 1.變壓器耦合電流開(kāi)關(guān) D 類(lèi)放大器。　　圖 2 重現(xiàn)了上一篇文章中的 TCVS 原理圖。讓我們簡(jiǎn)單回顧一下這兩個(gè)放大器之間的異同。

　　變壓器耦合電壓開(kāi)關(guān) D 類(lèi)放大器的示意圖。
　　圖 2.變壓器耦合電壓開(kāi)關(guān) (TCVS) D 類(lèi)放大器。
　　我們先從相似之處開(kāi)始。兩個(gè)放大器都使用中心抽頭輸入變壓器 (T 2 ) 從輸入信號(hào)產(chǎn)生反極性信號(hào)。T 2的中心抽頭接地；T 2次級(jí)的反極性信號(hào)用于驅(qū)動(dòng)兩個(gè)晶體管 (Q 1和 Q 2 )，使其足夠強(qiáng)，以使其充當(dāng)開(kāi)關(guān)。Q 1和 Q 2在輸入信號(hào)的交替半周期內(nèi)工作。
　　兩種電路還使用輸出變壓器 (T 1 ) 來(lái)合并集電極電流。然而，在 TCVS 配置中，T 1的中心抽頭直接連接到電源 ( V CC )。TCCS 放大器通過(guò) RF 扼流圈 (RFC) 將中心抽頭連接到V CC。RF 扼流圈在開(kāi)關(guān)頻率下具有無(wú)窮大的電抗，可阻止交流電流并迫使恒定電流進(jìn)入變壓器中心抽頭。
　　T 1的中心抽頭是兩種配置之間的兩個(gè)主要差異之一。第二個(gè)差異是負(fù)載網(wǎng)絡(luò)。與使用串聯(lián) RLC 電路作為負(fù)載的電壓切換配置不同，電流切換放大器在輸出端具有并聯(lián) RLC 網(wǎng)絡(luò)。
　　TCCS 放大器的運(yùn)行
　　在工作的每個(gè)半周期內(nèi)，電流 ( Idc ) 被射頻扼流圈強(qiáng)制流入輸出變壓器 (T1) 的中心抽頭。然后，電流通過(guò)兩個(gè)開(kāi)關(guān) (晶體管 Q1 和 Q2) 之一，最后到達(dá)地?！　D 3 和圖 4 中的簡(jiǎn)化圖說(shuō)明了 TCCS 放大器在兩個(gè)連續(xù)半周期內(nèi)的運(yùn)行情況。理想開(kāi)關(guān) S 1和 S 2分別取代 Q 1和 Q 2。

　　當(dāng) Q1 開(kāi)啟且 Q2 關(guān)閉時(shí)的 TCCS 放大器。
　　圖 3.當(dāng) S 1閉合且 S 2斷開(kāi)（Q 1開(kāi)啟且 Q 2關(guān)閉）時(shí)的 TCCS 放大器?！　‘?dāng) Q1 處于關(guān)閉狀態(tài)且 Q2 處于打開(kāi)狀態(tài)時(shí)的 TCCS 放大器。

　　圖 4.當(dāng) S 1打開(kāi)且 S 2關(guān)閉（Q 1處于關(guān)閉狀態(tài)且 Q 2處于打開(kāi)狀態(tài)）時(shí)的 TCCS 放大器。
　　在圖 3 中，S 1閉合，S 2斷開(kāi)。因此， I dc流過(guò) S 1 ( i 1 = I dc )。由于 S 2斷開(kāi)，因此沒(méi)有電流可以流過(guò)下部路徑 ( i 2 = 0)。在下一個(gè)半周期（圖 4）中，S 1斷開(kāi)，S 2閉合，導(dǎo)致i 1 = 0 和i 2 = I dc。假設(shè)在第一個(gè)半周期中 S 1斷開(kāi)，S 2閉合，我們將獲得圖 5 中的電流波形?！　蓚€(gè)完整工作周期內(nèi)集電極電流的波形。

　　圖 5.兩個(gè)完整工作周期內(nèi)i 1和i 2的電流波形。
　　我們可以看到，集電極電流（i 1和i 2）是方波，在 0 和I dc之間切換。請(qǐng)注意，I dc仍然是一個(gè)未知參數(shù)——直到分析結(jié)束我們才能找到它的值?，F(xiàn)在，我們需要確定流過(guò) T 1次級(jí)的電流。上圖中，該電流用i 3表示。
　　根據(jù)半周期，扼流圈輸送的電流會(huì)流過(guò)初級(jí)繞組的上半部分或下半部分。因此，由于變壓器的作用，次級(jí)繞組中電流的幅度為 ( m / n ) Idc。但是，該電流的方向在半周期之間交替。圖 6 顯示了兩個(gè)完整工作周期內(nèi)i3的電流波形?！　蓚€(gè)工作周期內(nèi)的次級(jí)電流波形。

　　圖 6.兩個(gè)工作周期內(nèi)的次級(jí)電流波形。
　　要理解為什么i 3在( m / n ) I dc和 –( m / n ) I dc之間切換，我們需要結(jié)合電路圖來(lái)考慮圖 5 的集電極電流波形。在第一個(gè)半周期內(nèi)，扼流圈輸送的電流流過(guò)初級(jí)繞組的下半部分。由于它進(jìn)入初級(jí)繞組的虛線(xiàn)端，因此次級(jí)電流從虛線(xiàn)端流出，從而導(dǎo)致i 3 = ( m / n ) I dc。
　　然而，在下一個(gè)半周期中，扼流圈的電流流過(guò)初級(jí)繞組的上半部分。由于初級(jí)電流從該繞組的點(diǎn)端流出，輸出電流進(jìn)入次級(jí)繞組的點(diǎn)端。因此，我們有i 3 = –( m / n ) I dc。
　　分析 TCCS 放大器的性能
　　50% 占空比方波包含所有奇次諧波（第 1 次、第 3 次、第 5 次等）。使用傅里葉級(jí)數(shù)表示法，我們可以用圖 6 中的方波電流的組成頻率分量來(lái)表示：
　　$$i_3~=~\frac{4}{\pi} \frac{m}{n}I_{dc} \sum_{p=1}^{\infty}\frac{\sin((2p~-~1)\omega_{0}t)}{2p~-~1}$$
　　等式 1.
　　電流切換電路將所有這些諧波分量的總和施加到負(fù)載網(wǎng)絡(luò)。但是，調(diào)諧到開(kāi)關(guān)頻率的高 Q 并聯(lián) RLC 電路對(duì)除基波分量之外的所有電流頻率分量都呈現(xiàn)非常小的阻抗。在基波頻率下，RLC 電路呈現(xiàn)R L的電阻。因此，所有輸出電流諧波都被短路，只有基波分量流入負(fù)載電阻 ( R L )。
　　設(shè)流過(guò)R L 的電流為i out，則可得：
　　$$i_{out}~=~\frac{4}{\pi} \frac{m}{n}I_{dc} \sin(\omega_0 t)$$
　　等式 2.
　　i out的峰值等于 \(\frac{4}{\pi} \frac{m}{n} I_{dc}\)。i out ( i rms ) 的 RMS 值等于峰值除以 2 的平方根。知道了這一點(diǎn)，我們現(xiàn)在可以計(jì)算出輸送到負(fù)載的平均功率：
　　$$P_{L} ~=~ R_L i_{rms}^2 ~=~ \frac{8}{\pi^2} (\frac{m}{n})^2 {I_{dc}^2}{R_L}$$
　　等式 3.
　　問(wèn)題在于我們?nèi)匀徊恢懒鬟^(guò)電感器的電流I dc。除非我們能知道，否則公式 3 對(duì)我們沒(méi)有用。要找到I dc，我們需要進(jìn)一步研究電路。
　　計(jì)算通過(guò)射頻扼流圈的電流
　　假設(shè) RF 扼流圈是理想的。由于情況如此，因此它兩端沒(méi)有直流電壓降。因此，輸出變壓器中心抽頭處的電壓直流分量等于V CC。這條信息對(duì)于找到I dc至關(guān)重要。
　　為了找到變壓器中心抽頭的電壓波形，我們首先使用公式 2 來(lái)確定變壓器次級(jí)繞組兩端的電壓：
　　$$v_{out}~=~\frac{4}{\pi} \frac{m}{n}I_{dc} R_L \sin(\omega_0 t)$$
　　等式 4.
　　由于變壓器的電壓調(diào)節(jié)功能，因此初級(jí)繞組各段兩端的電壓為：
　　$$v_{p}~=~\frac{4}{\pi} (\frac{m}{n})^2 I_{dc} R_L \sin(\omega_0 t)$$
　　等式 5.
　　圖 7 提供了第一個(gè)半周期（Q 1：關(guān)閉，Q 2：開(kāi)啟）的電路簡(jiǎn)化圖。相關(guān)電壓量（v out和v p）以紫色顯示。
　　Q1 關(guān)閉且 Q2 開(kāi)啟時(shí)的電壓。
　　圖 7. Q 1關(guān)閉且 Q 2導(dǎo)通時(shí)的電壓。
　　考慮上圖中的節(jié)點(diǎn) C、D 和 E。節(jié)點(diǎn) C 和 D 分別位于 Q 1和 Q 2的集電極。節(jié)點(diǎn) E 出現(xiàn)在 T 1的中心抽頭處。在此半周期中，節(jié)點(diǎn)電壓如下：
　　vC = 2vp
　　VD = 0
　　vE = vp
　　請(qǐng)注意，節(jié)點(diǎn) E 和 C 具有正弦電壓。
　　圖 8 顯示下一個(gè)半周期（Q 1：開(kāi)啟且 Q 2：關(guān)閉）。
　　Q1 開(kāi)啟且 Q2 關(guān)閉時(shí)的電壓。
　　圖 8. Q 1開(kāi)啟且 Q 2關(guān)閉時(shí)的電壓。
　　對(duì)于這個(gè)半周期，節(jié)點(diǎn)電壓為：
　　VC = 0
　　vD = -2vp
　　vE = – vp
　　在此半周期內(nèi)，節(jié)點(diǎn) E 和 D 處的電壓為正弦波。然而，它們相對(duì)于v p和v out是反轉(zhuǎn)的。
　　圖 9 顯示了這些節(jié)點(diǎn)的電壓波形以及輸出在一個(gè)完整操作周期內(nèi)的情況。
　　從上到下：輸出端、節(jié)點(diǎn) D、節(jié)點(diǎn) C 和節(jié)點(diǎn) E 的電壓波形。
　　圖 9. 從上到下：輸出、節(jié)點(diǎn) D、節(jié)點(diǎn) C 和節(jié)點(diǎn) E 處的電壓波形。
　　在上圖中，A 1和A 2分別是v out和v E的幅度。A  1只是公式 4 中v out的峰值：
　　$$A_{1}~=~\frac{4}{\pi} \frac{m}{n}I_{dc} R_L$$
　　等式 6.
　　根據(jù)半周期，v E等于v p或 – v p 。根據(jù)公式 5 取v p的峰值，我們得到：
　　$$A_{2}~=~ \frac{4}{\pi} (\frac{m}{n})^2 I_{dc} R_L$$
　　等式 7.
　　幅值為A 2 的全波整流正弦波具有 2 A 2 /π的直流分量。因此， v E的平均分量為：
　　$$v_{E, \ ave} ~=~ \frac{2}{\pi} ~\times~ \Big ( \frac{4}{\pi} (\frac{m}{n})^2 I_{dc} R_L \Big ) ~=~ \frac{8}{\pi^2} (\frac{m}{n})^2 I_{dc} R_L$$
　　等式 8.
　　我們之前提到過(guò)，輸出變壓器中心抽頭（節(jié)點(diǎn) E）處電壓的平均分量是V CC。在上述公式中，用V CC代替v E, ave ，我們可以解得I dc：
　　$$I_{dc} ~=~ \frac{\pi^2}{8} (\frac{n}{m})^2 \frac{V_{CC}}{R_L}$$
　　等式 9.
　　最后，將公式 9 中的I dc代入公式 3 中，我們得到輸出功率：
　　$$P_{L} ~=~ \frac{\pi^2}{8} (\frac{n}{m})^2 \frac{V_{CC}^2}{R_L}$$
　　等式 10。
　　現(xiàn)在我們知道了I dc，我們也可以找到一個(gè)簡(jiǎn)單的公式來(lái)計(jì)算集電極的最大電壓。在圖 9 中，我們看到v C和v D（兩個(gè)集電極電壓）都具有峰值 2 A 2。將公式 9 和公式 7 結(jié)合起來(lái)可得出：
　　$$A_{2}~=~ \frac{\pi}{2} V_{CC}$$
　　等式 11.
　　晶體管兩端的最大電壓降為 2 A 2 = π V CC。
　　現(xiàn)在我們準(zhǔn)備計(jì)算 TCCS 放大器的效率。這是我們繼續(xù)之前要檢查的最后一個(gè)性能參數(shù)。
　　計(jì)算效率
　　效率是通過(guò)比較輸出功率和輸入功率來(lái)計(jì)算的。我們從公式 10 知道輸出功率。至于輸入功率，它等于電源電壓 ( V CC ) 乘以電源電流的平均值 ( I dc )。因此，從公式 9 可得出輸入功率為：
　　$$P_{CC} ~=~ V_{CC} I_{dc} ~=~ \frac{\pi^2}{8} (\frac{n}{m})^2 \frac{V_{CC}^2}{R_L}$$
　　等式 12.
　　這與傳送到負(fù)載的功率相同，這意味著該放大器的理論效率為 100%。請(qǐng)注意，這是理想效率。實(shí)際上，電路的效率可能會(huì)因非理想因素（例如與集電極引線(xiàn)串聯(lián)的寄生電感）而降低。