用于比較器遲滯的 SPICE 測(cè)試臺(tái)
　　在本文的這一部分中，我們將使用圖 1 中的測(cè)試設(shè)置來運(yùn)行一些模擬?！　∮糜跍y(cè)試目的的開環(huán)比較器電路的 LTspice 原理圖。

　　圖 1. LTspice 比較器原理圖。
　　我使用“diffschmtbuf”組件作為我的比較器。我在 SpiceLine 字段中為其指定的參數(shù)如圖 2 所示?！　piceLine 字段的屏幕截圖，顯示 diffschmtbuf 組件的參數(shù)。

　　圖 2.LTspice diffschmtbuf 參數(shù)定義。
　　讓我們簡(jiǎn)要地看一下每個(gè)定義：
　　vhigh = 5：當(dāng)同相輸入 ( V + ) 的電壓高于反相輸入 ( V - ) 時(shí)，輸出將為 5 V。
　　vlow = 0：當(dāng)V + 的電壓低于V -時(shí)，輸出將為 0 V。
　　vt = 0：閾值電壓為 0 V，這意味著當(dāng)兩個(gè)輸入電壓之差為 0 V時(shí)，輸出將發(fā)生轉(zhuǎn)變。
　　vh = 0：比較器具有 0 V 遲滯。使這個(gè)值非零肯定是比我們要做的更簡(jiǎn)單的添加磁滯的方法，但這樣我們就不會(huì)學(xué)到任何有關(guān)磁滯電路的知識(shí)！　　查看圖 1 時(shí)，您可能已經(jīng)注意到比較器符號(hào)內(nèi)有一個(gè)熟悉的形狀，我在圖 3 中放大了該形狀。

　　圖 1 原理圖中比較器符號(hào)的特寫視圖。 比較器符號(hào)內(nèi)部是磁滯曲線的程式化表示。
　　圖 3.帶遲滯的比較器的示意圖。
　　這是典型磁滯曲線的簡(jiǎn)化版本。遲滯在比較器應(yīng)用中起著如此重要的作用，以至于遲滯曲線有時(shí)會(huì)作為比較器示意圖的一部分?！　≥斎胄盘?hào)是通過串聯(lián)連接兩個(gè)電壓源而產(chǎn)生的。第一個(gè)VR RAMP生成一個(gè)在 10 ms 內(nèi)從 0 V 線性增加到 5 V 的信號(hào)。第二個(gè)V NOISE是振幅為 50 mV、頻率為 10 kHz 的正弦曲線。圖 4 顯示了復(fù)合信號(hào)。

　　斜坡和小正弦曲線的組合輸入信號(hào)，在 LTspice 中進(jìn)行仿真?！　D 4.斜坡和小正弦曲線的組合輸入信號(hào)。

　　圖 5 提供了放大視圖。

　　圖 4 中組合輸入信號(hào)的放大視圖，使信號(hào)中的振蕩更加明顯。　　圖 5.圖 4 中組合輸入信號(hào)的放大視圖。

　　反相端( V- )連接至2.5V參考電壓( VREF )。由于vt = 0，輸出轉(zhuǎn)換的閾值變?yōu)閂 IN = V + = 2.5 V。圖 6 顯示了電路在其原始非遲滯狀態(tài)下的輸出行為。
　　圖 1 中比較器的電壓圖，無遲滯。
　　圖 6.圖 1 中電路的電壓行為（無遲滯）。
　　從低到高的過渡看起來有點(diǎn)厚。果然，如果我們放大（圖 7），我們會(huì)看到正弦噪聲導(dǎo)致了多次轉(zhuǎn)換。
　　圖 1 中比較器的電壓圖沒有遲滯，放大后可以清楚地顯示由噪聲引起的不需要的轉(zhuǎn)換。
　　圖 7.圖 6 中的圖的特寫視圖。注意由噪聲引起的多個(gè)轉(zhuǎn)換。
　　現(xiàn)在我們已經(jīng)使用測(cè)試臺(tái)來驗(yàn)證我們的設(shè)計(jì)，是時(shí)候介紹我們將在本文其余部分討論的電路了。
　　遲滯反饋網(wǎng)絡(luò)
　　滯后是我們需要正反饋而不是負(fù)反饋的罕見情況之一。圖 8 顯示了帶有遲滯的基本比較器電路；請(qǐng)注意，其正反饋配置不會(huì)修改參考電平。相反，我們使用當(dāng)前輸出電壓和當(dāng)前輸入電壓來創(chuàng)建新信號(hào)。該信號(hào)是我們實(shí)際施加到比較器的非反相輸入端子 ( V + ) 的信號(hào)。
　　LTspice 比較器，包括引起遲滯的分壓器。
　　圖 8.具有基于正反饋的遲滯的比較器的 LTspice 原理圖。
　　從本系列的第一篇文章中我們知道，滯后的基本原理是利用系統(tǒng)的歷史記錄（或者更具體地說，輸入和輸出之間的相對(duì)運(yùn)動(dòng)）來影響系統(tǒng)對(duì)輸入條件的響應(yīng)。那么，我們從輸出反饋信息是有意義的，因?yàn)檩敵龅漠?dāng)前狀態(tài)指示了有關(guān)先前輸入活動(dòng)的某些信息。
　　如果輸出當(dāng)前處于正軌，則意味著輸入之前高于參考電平。為了使輸入跨越參考電平，它必須減小。相反，如果輸出當(dāng)前處于負(fù)軌，則輸入之前必須低于參考電平，并且如果超過參考電平則必須增加?！　D 9 顯示了當(dāng)輸入從 0V 開始增加且輸出從負(fù)電源軌開始時(shí)會(huì)發(fā)生什么情況。非反相電壓信號(hào)中的垂直跳變標(biāo)識(shí)了輸出轉(zhuǎn)換的時(shí)刻。

　　具有正反饋的模擬比較器的輸入電壓、參考電壓和同相端電壓。 輸入信號(hào)正在增加。
　　圖 9. 具有遲滯的比較器的V IN 、 V +和V REF 。輸出從負(fù)軌開始。
　　當(dāng)輸出為 0 V 時(shí)，R1和R2形成分壓器，其輸出施加到非反相輸入端子 (V + )。由于這種分壓器效應(yīng)，V +低于V IN并且以較慢的速率增加。結(jié)果是V +和V IN值之間的差異不斷擴(kuò)大。
　　V +相對(duì)于輸入信號(hào)的下降意味著V +需要更長(zhǎng)的時(shí)間才能達(dá)到參考電平 ( V REF )。從這個(gè)意義上說，盡管V REF實(shí)際上保持不變，但比較器的作用就好像參考電平現(xiàn)在更高了?！　‘?dāng)V +達(dá)到參考電平 ( V REF ) 時(shí)，輸出發(fā)生轉(zhuǎn)變。請(qǐng)注意，這種情況發(fā)生在 V IN達(dá)到參考電平之后 - 滯后越大意味著對(duì)噪聲的抵抗力越強(qiáng)，但它也會(huì)導(dǎo)致更多的轉(zhuǎn)換延遲。

　　在圖 10 中，輸入斜坡在 10 ms 處反轉(zhuǎn)方向。信號(hào)現(xiàn)在正在減弱，輸出從正軌開始。如上例所示，電路的輸出從負(fù)軌開始并增加，這會(huì)產(chǎn)生延遲。然而，電壓效應(yīng)是相反的：V +現(xiàn)在高于V IN 直到輸出切換。　　具有正反饋的模擬比較器的輸入電壓、參考電壓和同相端電壓。 輸入信號(hào)最初增加，但隨后達(dá)到峰值并開始減少。

　　圖 10. 具有遲滯功能的比較器的V IN 、 V +和V REF展示了不同的閾值電壓。
　　創(chuàng)建單獨(dú)的閾值
　　正軌輸出電壓產(chǎn)生低于V IN的V +，而負(fù)軌輸出電壓產(chǎn)生高于V IN的V +。然而，在這兩種情況下，輸入信號(hào)必須超過參考電平才能引起輸出轉(zhuǎn)換?！　∷羞@一切的結(jié)果是一個(gè)系統(tǒng)，其中增加的輸入信號(hào)具有一個(gè)閾值水平，而減少的輸入信號(hào)具有另一個(gè)閾值水平。增加的信號(hào)必須高于高閾值電壓 ( V TH )；下降信號(hào)必須低于低閾值電壓 ( V TL )。V TH和V TL之間的差值等于滯后量，在圖 11 中標(biāo)記為V HYST。V TH和V TL之間的空間稱為滯后區(qū)。

　　該圖顯示了具有遲滯的比較器中低閾值電壓和高閾值電壓之間的區(qū)域。
　　圖 11.滯后區(qū)。
　　輸出轉(zhuǎn)換后，信號(hào)波動(dòng)必須達(dá)到另一個(gè)閾值才能引發(fā)新的轉(zhuǎn)換。這樣，滯后區(qū)就具有抗噪聲能力。
　　想象一下噪聲輸入信號(hào)正在增加。最終它將跨越V TH，輸出將轉(zhuǎn)換到正軌。此后不久，噪聲導(dǎo)致信號(hào)降至V TH以下。對(duì)此沒有任何反應(yīng)，因?yàn)樾盘?hào)現(xiàn)在正在減小，并且必須一直下降到V TL才能引起轉(zhuǎn)換。
　　通過磁滯實(shí)現(xiàn)的抗噪聲能力在圖 12、13 和 14 中顯而易見。水平虛線代表V TL和V TH?！　【哂羞t滯和噪聲信號(hào)的比較器的模擬操作。

　　圖 12.在存在噪聲輸入信號(hào)的情況下具有遲滯的比較器的操作?！　≡趫D 13 中，輸出在高閾值電壓 ( V TH )處切換。如果電路不包含遲滯，則由于輸入正弦波，輸出將在閾值處多次切換。

　　圖 12 中的放大圖顯示了高閾值電壓下的輸出電壓切換。
　　圖 13. V TH （高閾值電壓）下的開關(guān)放大圖。
　　在圖 14 中，輸出在低閾值電壓 ( V TL )下切換。
　　圖 12 中的放大圖顯示了低閾值電壓下的輸出電壓切換。
　　圖 14. V TL （低閾值電壓）下開關(guān)的放大視圖。