推挽式B類(lèi)功率放大器的基本原理

出處：維庫(kù)電子市場(chǎng)網(wǎng) 發(fā)布于：2024-01-18 16:00:43

　　單晶體管 B 類(lèi)放大器（圖 1）使用高 Q 值儲(chǔ)能電路作為負(fù)載來(lái)抑制高次諧波分量。通過(guò)采用高 Q 諧振電路，輸出電壓僅包含基波分量，使放大器能夠忠實(shí)地再現(xiàn)輸入信號(hào)。盡管集電極電流是半波整流正弦波，但高 Q 值儲(chǔ)能電路將諧波分量短路，使輸出電壓在基頻上呈正弦波。

　　單晶體管 B 類(lèi)射頻放大器的電路圖。

　　圖 1.單晶體管 B 類(lèi)射頻放大器。
　　我們還可以通過(guò)強(qiáng)制兩個(gè)半正弦波脈沖沿相反方向通過(guò)負(fù)載來(lái)消除 B 類(lèi)級(jí)的諧波分量，而不是使用高 Q 值槽。這稱為推挽放大器。本文介紹了推挽式配置的基本概念，以及一些示例計(jì)算以及該放大器類(lèi)型與感性負(fù)載 A 類(lèi)級(jí)的比較。
　　推拉式配置通常是在本科階段引入的，因此大多數(shù) EE 至少對(duì)其有一定的了解。然而，該放大器的射頻和微波實(shí)現(xiàn)可能涉及一些額外的復(fù)雜性，特別是當(dāng)目標(biāo)是在寬帶寬上實(shí)現(xiàn)高輸出功率和高效率時(shí)。盡管如此，推挽式 B 類(lèi)射頻功率放大器的工作原理與 B 類(lèi)音頻功率放大器非常相似。
　　變壓器耦合推挽式配置

　　有多種不同的方法來(lái)實(shí)現(xiàn)推挽放大器。圖 2 顯示了通常稱為變壓器耦合推挽功率放大器的配置。它采用兩個(gè) B 類(lèi)晶體管，一個(gè)在波形的正半周期期間導(dǎo)通，另一個(gè)在負(fù)半周期期間工作。

　　變壓器耦合推挽功率放大器示意圖。
　　圖 2.變壓器耦合推挽式功率放大器。
　　兩個(gè)晶體管（Q 1和Q 2）以交替的半周期工作。為了驅(qū)動(dòng)這兩個(gè)晶體管，我們需要輸入信號(hào)及其極性反轉(zhuǎn)版本。請(qǐng)注意，兩個(gè)晶體管都是 NPN 型。

　　電源（V CC）連接到變壓器的中心抽頭。根據(jù)所示波形，晶體管Q1在個(gè)半周期期間被驅(qū)動(dòng)為導(dǎo)通。在這個(gè)半周期中，晶體管Q 2保持截止。當(dāng)Q 1導(dǎo)通且Q 2截止時(shí)，電路可簡(jiǎn)化為圖 3 所示的電路。

　　Q1 導(dǎo)通期間變壓器耦合推挽放大器的示意圖。

　　圖 3. Q 1導(dǎo)通且Q 2關(guān)閉時(shí)的變壓器耦合推挽放大器。

　　在圖3中，晶體管Q 1從V CC汲取集電極電流( ic 1 ) 。正如變壓器點(diǎn)約定所示，變壓器次級(jí)的電流流入R L。這產(chǎn)生了輸出電壓的正半周期。

　　圖 4 說(shuō)明了下一個(gè)半周期，此時(shí)Q 1關(guān)閉且Q 2開(kāi)啟。

　　Q2 導(dǎo)通期間變壓器耦合推挽放大器的示意圖。
　　圖 4.變壓器耦合推挽放大器。Q 1關(guān)閉， Q 2開(kāi)啟。
　　集電極電流 ( ic 2 )再次從V CC汲取。然而，流經(jīng)初級(jí)繞組的電流方向相反。這會(huì)反轉(zhuǎn)輸出電流方向，產(chǎn)生輸出電壓波形的負(fù)半周期。通過(guò)這種方式，變壓器適當(dāng)?shù)亟M合集電極電流以產(chǎn)生基頻的正弦輸出，而不是整流的正弦波。

　　推挽式和 A 類(lèi)布置中的功率術(shù)語(yǔ)

　　圖 5 顯示了與推挽電路相關(guān)的三個(gè)功率項(xiàng)（PL、PCC 和 P Tran）如何隨集電極交流電流的幅度而變化。它還繪制了放大器的功率效率。
　　推挽式 B 類(lèi)功率放大器的功率術(shù)語(yǔ)。
　　圖 5.推挽放大器的電源功率 ( PCC ) 、負(fù)載功率 ( P L )、晶體管功率 ( P Tran ) 和功率效率與集電極電流 ( i c ) 的關(guān)系。
　　上圖中使用的參數(shù)R L,c定義為 $ (\frac{m}{n})R_{L}^{2}$。這是當(dāng)另一個(gè)晶體管關(guān)閉時(shí)從每個(gè)晶體管的集電極看到的等效負(fù)載電阻。( mn _)右2左
　　從圖 5 中，我們可以看到，當(dāng)集電極交流電流 ( i c ) 從零增加到值時(shí)，會(huì)發(fā)生以下情況：
　　傳遞到負(fù)載的功率 ( PL ) 隨著i c的平方而增加。
　　從電源 ( PCC )汲取的功率線性增加。
　　晶體管的功耗 ( P Tran ) 在i c的值處達(dá)到值。
　　每個(gè)晶體管消耗的功率是推挽級(jí)可以提供給負(fù)載的功率的五分之一。
　　我們將其與圖 6 進(jìn)行對(duì)比，圖 6 再現(xiàn)了電感負(fù)載 A 類(lèi)配置的功率項(xiàng)。

　　感性負(fù)載 A 類(lèi)放大器的功率術(shù)語(yǔ)。

　　圖 6.電感負(fù)載 A 類(lèi)放大器的電源功率 ( PCC ) 、負(fù)載功率 ( P L )、晶體管功率 ( P Tran ) 和功率效率與集電極電流 ( i c ) 的關(guān)系。
　　在 A 類(lèi)級(jí)中，晶體管始終處于偏置狀態(tài)。即使沒(méi)有施加交流信號(hào)，也會(huì)從電??源中汲取恒定的直流電流。因此，PCC始終恒定，即使在沒(méi)有交流信號(hào)的情況下也保持非零。由于晶體管始終處于偏置狀態(tài)，因此大量功率以熱量的形式浪費(fèi)在晶體管中。
　　對(duì)于 B 類(lèi)放大器，PCC隨集電極電流線性增加。當(dāng)交流信號(hào)的幅度非常小時(shí)，晶體管中不會(huì)消耗功率，從而實(shí)現(xiàn)更高的效率。
　　計(jì)算推挽放大器的效率
　　為了計(jì)算推挽式配置的效率，我們需要找到從電源汲取的直流功率 ( PCC )和輸送到負(fù)載的交流功率 ( PL )。我們將從PC CC開(kāi)始。
　　每個(gè)晶體管汲取的電流是半波整流正弦波。然而，從電源汲取的總電流（在上圖中標(biāo)記為i cc ）是全波整流正弦波。下面，圖 7 顯示了i cc波形。T是輸入正弦波的周期，I p表示流過(guò)晶體管的電流。

　　隨著時(shí)間的推移流過(guò)推挽放大器晶體管的電流。

　　圖 7.隨著時(shí)間的推移流過(guò)推挽放大器晶體管的總電流。
　　您可以輕松驗(yàn)證幅度為I p 的全波整流正弦波的直流分量為 $\frac{2I_{p}}{\pi}$。知道了這一點(diǎn)，我們可以計(jì)算出電源提供的平均功率：
　

2 I p π $\frac{2 我_{p}}{π}$

P C C =2 I p V C C π

　　等式 1。
　　現(xiàn)在我們計(jì)算輸送到負(fù)載的功率?？紤]到變壓器的電流縮放，如果i cc的峰值為I p，則流過(guò)負(fù)載的電流是幅度為 $(\frac{m}{n})I_{p}$ 的正弦波形。因此， R L兩端的電壓可以寫(xiě)為：

　　 o u t =( m n ) I p R L sin( ω 0 t )　

　等式2。

　　輸送到負(fù)載的平均功率為：
　　P L = ( m n ) 2 I 2 p R L 2
　　等式 3。
　　公式 3 與公式 1 一起給出了電路的效率：
　　η = P L PC C _ = ( m n ) 2π4I p R L V C C
　　等式 4。
　　為了找到放大器的效率，我們需要找到以V CC表示的I p值。我們可以通過(guò)注意到集電極電壓的擺幅為V CC來(lái)找到這種關(guān)系。換句話說(shuō)，假設(shè)晶體管的飽和電壓為零 ( V CE(sat) = 0），集電極電壓可以從 0 伏擺動(dòng)到 2 V CC。
　　考慮到變壓器的電壓縮放，我們觀察到輸出電壓擺幅的幅度為$(\frac{n}{m}) V_{CC}$。另一方面，從方程 2，我們知道輸出擺幅為 $(\frac{m}{n}) I_{p} R_{L} $。將這兩個(gè)值等同，我們找到與電壓擺幅相對(duì)應(yīng)的電流幅度：
　　

（納米_) V C C $（ \frac{n}{米} ） V_{C C}$

( mn _) I p R L

(\frac{m}{n}) I_{p} R_{L}

　　等式 5。
　　在效率方程（方程 4）中使用它，我們找到效率：
　

η m a x = π 4 = 78.5 % $η_{米 A X} = \frac{π}{4} = 78.5 %$

等式 6。

　　等式 6。
　　這與單晶體管 B 級(jí)相同。
　　晶體管的功耗
　　晶體管在不損壞的情況下可以燃燒的功率有限制。因此，了解給定功率放大器的晶體管將消耗多少功率非常重要。
　　推挽式配置的兩個(gè)晶體管中消耗的功率等于電源提供的直流功率減去輸送到負(fù)載的功率 ( PCC – P L )。該值的一半消耗在每個(gè)晶體管中，從而得出：
　　i c = 2 V C C π  1 ( m / n ) 2 R L
　　等式 7。
　　其中i c表示集電極交流電流的幅度。通過(guò)對(duì)該函數(shù)對(duì)i c求導(dǎo)，我們可以驗(yàn)證i c的值出現(xiàn)在：
　P Tran , max = V 2 C C π 2 _ _ _ _ _  1 ( m / n ) 2 R L
　　方程 8.
　　將該值代入公式 4，我們可以找到每個(gè)晶體管的功耗：
　　P Tran , max = V 2 C C π 2 _ _ _ _ _  1 ( m / n ) 2 R L　　方程 9.
　　產(chǎn)生相反極性輸入
　　正如我們上面所討論的，變壓器耦合推挽配置需要輸入信號(hào)和信號(hào)的反相。圖 8 顯示了如何在推挽式配置的輸入端使用中心抽頭變壓器，以從單端輸入信號(hào)產(chǎn)生相反極性的信號(hào)。
　　輸入端帶有中心抽頭變壓器的推挽放大器示意圖。
　　圖 8.具有用于生成輸入信號(hào)的中心抽頭變壓器的推挽放大器配置。
　　初級(jí)繞組和兩段次級(jí)繞組各有k匝。當(dāng)匝數(shù)比為 1 時(shí)，輸入信號(hào) ( v s ) 出現(xiàn)在次級(jí)的兩個(gè)繞組上。然而，由于中心抽頭連接到偏置電壓 ( Vbias )，因此節(jié)點(diǎn)A和B處的電壓圍繞Vbias沿相反方向擺動(dòng)。
　　節(jié)點(diǎn)A處的電壓與輸入同相，而節(jié)點(diǎn)B處的電壓則異相 180 度。適當(dāng)選擇V偏置，使晶體管偏置剛好低于其導(dǎo)通點(diǎn)。考慮到這一點(diǎn)，讓我們來(lái)看一個(gè)例子。
　　示例：選擇輸出功率的匝數(shù)比
　　假設(shè)圖 8 中推挽放大器的晶體管具有以下規(guī)格：
　　集電極電流 ( ic ,max ) = 1 A。
　　集電極-發(fā)射極擊穿電壓 ( BV CEO ) = 40 V。
　　晶體管在不損壞的情況下可以處理的功率 ( P C,max ) = 4 W。
　　讓我們找到輸出變壓器的適當(dāng)匝數(shù)比，以向 50 Ω 負(fù)載提供功率。
　　首先，我們將找到集電極處的電壓和電流擺幅。為了找到相應(yīng)的輸出擺幅，我們將通過(guò)變壓器的匝數(shù)比來(lái)縮放它們。我們知道，半正弦波集電極電流的幅值受到晶體管允許電流的限制：I p = i c,max = 1 A。此外，由于集電極電壓在 0 到 2 V CC之間波動(dòng)，所以我們應(yīng)選擇電源電壓為BV CEO的一半，以避免損壞晶體管。
　　因此，我們有 V CC = 20 V，這對(duì)應(yīng)于集電極處 20 V 的電壓擺幅。變壓器次級(jí)的電流和電壓擺幅分別為 $(\frac{m}{n})~\times~ 1~\text{A}$ 和 $(\frac{n}{m})分別為~\times~ 20~\text{V}$。利用歐姆定律，我們可以將輸出電壓和電流擺幅與負(fù)載電阻聯(lián)系起來(lái)：　

( mn _）× 1A _ $（ \frac{米}{n} ） \times 1 A$

（納米_

）× 20V _ $（ \frac{n}{米} ） \times 20 V$

（納米_) × 20 (米n) × 1 = 50 ? 米尼_ = 0.63

　　方程 10。

　　，我們使用公式 9 計(jì)算每個(gè)晶體管的功耗：　

Tran , max = ( V C C ) 2 π 2 _ _ _ _ _ 1 ( m / n ) 2 R L = 2.04瓦

　　公式 11。
　　它低于晶體管的指定值 ( P C,max = 4 W)。

關(guān)鍵詞：功率放大器

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