傳統(tǒng)的模擬函數(shù)發(fā)生器具有常見的方波、三角波和正弦波輸出三重威脅，是電子實(shí)驗(yàn)室工作臺(tái)上常見的工具。這也是一個(gè)經(jīng)典的設(shè)計(jì)練習(xí)。一般來說，正方形和三角形很容易，所以問題是如何生成可接受的正弦波。這通常涉及一些三角形轉(zhuǎn)換的方法。圖 1的發(fā)生器電路采用了流行的積分器解決方案，但有一些有用的改進(jìn)。

　　圖 1四路高速 RRIO TLV9064 運(yùn)算放大器充當(dāng)比較器、積分器和限幅器，同時(shí)從單個(gè)靈活的電源消耗個(gè)位數(shù)毫瓦的功率。
　　A1 和 A2 組合形成一個(gè)傳統(tǒng)的多諧振蕩器，生成對(duì)稱（大約 Vdd/2）的正方形和三角形。后者的峰峰值幅度由 R5 和 R6 固定在 0.909Vdd，兩者的頻率均可由 R1C1 設(shè)置二十個(gè)十進(jìn)制（或許更多一點(diǎn)）。

　　將 A2 的三角形轉(zhuǎn)換為（或多或少）可用的正弦波近似現(xiàn)在可以并且通常可以通過 A2 輸出的簡(jiǎn)單積分來完成。但樸素整合的缺點(diǎn)在于“或多或少”這個(gè)不祥的短語。不幸的是，所得到的近似值雖然看起來確實(shí)很像正弦曲線，但在數(shù)量上與真實(shí)的正弦函數(shù)存在 +/-3% 的滿量程（主要是三次諧波）誤差，如圖2所示。

　　圖 2三角波的簡(jiǎn)單積分將導(dǎo)致 +/-3%、三次諧波正弦誤差。
　　但也許我們可以做得更好。

　　一些實(shí)驗(yàn)和模擬表明，在積分之前在滿量程的 +/- 2/3 (Vpp = 0.67Vdd) 處簡(jiǎn)單截?cái)嗳切慰梢允拐也ň润@人地提高 3 倍，如圖所示

　　圖 3的殘差誤差函數(shù)圖。
　　圖 3在積分之前對(duì)三角形進(jìn)行 +/- 67% 的梯形截?cái)啵蓪⒎逯嫡艺`差減少到主要為 5次諧波的 +/-1% 以下。
　　我說“簡(jiǎn)單”是因?yàn)槲覀円呀?jīng)有一個(gè)額外的放大器（A3）可用。因此，只需要兩個(gè)額外的電阻（R7 和 R8）即可生成削波為 67% 的梯形波形。這可以更好地近似真實(shí)正弦的 dV/dT，將誤差減少到圖 3 所示的 +/- 1% 5次諧波波形曲線。有趣的是，1% 的正弦精度與的Intersil ICL8038函數(shù)發(fā)生器芯片。但這是在電路內(nèi)微調(diào)之后才實(shí)現(xiàn)的。圖 1 中的電路不需要任何。不是為了吹牛。
　　現(xiàn)在，積分發(fā)生在 A4 中，直流恢復(fù) R9C3 網(wǎng)絡(luò)提供零穩(wěn)定性，R2 控制正弦幅度。
　　一個(gè)是一個(gè)重要的特征，因?yàn)檎也ㄐ问怯煞e分產(chǎn)生的，這使得它的幅度本質(zhì)上與頻率成反比。因此，由于頻率不受正弦幅度調(diào)整的影響，反之亦然，所以設(shè)置這兩個(gè)參數(shù)有效的方法是先調(diào)整頻率，然后根據(jù)需要設(shè)置正弦幅度。這避免了可能浪費(fèi)時(shí)間（并且令人沮喪）的迭代。
　　對(duì)圖 1 電路的評(píng)論：TLV9064特別適合 A1 比較器和 A3 限幅器，因?yàn)樗哂蟹浅？斓?200 ns 過載恢復(fù)時(shí)間。對(duì)于運(yùn)算放大器來說，這是不尋常的性能，特別是像 9064 這樣的低功耗運(yùn)算放大器。