設計反饋回路要求進行認真的考慮及分析。我們總是容易忽視那些不需要的“隱性”反饋路徑，這對電路設計可能會造成損害。本文將討論一種常見的反饋電路、設計人員可能面臨的問題，并將重點討論問題的解決方案。

TL431／光耦合器反饋電路
TL431加光耦合器配置是許多電源轉換器設計人員所喜歡的組合。但是，如果設計不仔細，考慮不周到，就會出現(xiàn)設計問題。本文將討論許多經(jīng)驗欠缺的設計人員都很容易誤入的陷阱，甚至某些經(jīng)驗豐富的設計人員都難以幸免。
圖1給出了一個典型的電路。R1和R2設置分壓器，這樣在所需的輸出電壓上，R1與R2的結電壓等于TL431的內部參考電壓。電阻R3以及電容C1和C2在TL431周圍提供了所需的反饋回路補償，可穩(wěn)定控制回路。確定其他部分的回路增益后，我們將計算并添加上述組件。
圖1中TL431周圍的電路增益根據(jù)以下公式計算：

這里的Zfb為

而w指每秒弧度。
要想知道光耦合器回路的增益，就需要了解光耦合器的電流傳輸率(CTR)。光耦合器的增益計算如下：(R6/R4)×CTR，即：
不過在圖1中，TL431電路的總增益還包括另外的因素，因為實際傳輸函數(shù)取決于通過光耦合器LED的電流。函數(shù)為：(Vout-Vcathode)/R4，這里的Vout等于進入TL431的Vsense電壓。我們可以得到TL431和光耦合器的“總增益方程式”如下：

在本文中，+1這一項是“隱性的”反饋路徑，只要Zfb/R1這一項遠遠大于1，就可以對其忽略不計。
設計人員將電源轉換器各增益因素相乘，就得到電源轉換器的開路增益，它是頻率的函數(shù)，不受反饋電路的影響。除TL431的增益之外，增益因素包括：變壓器匝比、PWM工作輸出濾波器組件效應及相應的負載效應，還包括光耦合器效應。

圖1 典型的TL431反饋電路

轉換器以專用開關頻率工作。設計人員知道，總開環(huán)增益在低于頻率六分之一的一點上肯定會穿越0dB。大多數(shù)設計人員都會為組件和其他設計方案預設容限，大約在十分之一值時就會穿越0dB。在本例中，我們假定這種情況成立，那么開關頻率就固定為100kHz。
由于我們已知所需交越頻率上的控制至輸出增益，因此我們只需讓TL431周圍的反饋回路及光耦合器的增益等于交越頻率上相應的值即可。
設計人員現(xiàn)在可就反饋選擇TL431周圍的組件，因為所需頻率已知，回路可以穿越0dB，且相位裕度大于45度。
如果TL431電路要求的增益大于20dB，那么我們可就R3、C1及C2選擇正確的電阻和電容，并確定TL431的增益。因此，設計人員可忽略+1這一項，因為它與TL431的增益相比很小。
圖2給出了轉換器的控制至輸出圖，10kHz下所需過零處的增益為0.1或-20dB。在所需過零處，該圖要求反饋回路增益為+20dB或10。
現(xiàn)在，設計人員就能確定所需的回路響應，并相應地選擇R1、R2、R3、R4、R6、C1和C2的值。
為了簡化本例中的設計工作，我們使R4與R6相等，并選擇CTR為100的光耦合器（也就是說，相對于通過LED的每毫安電流，都有一毫安電流流出晶體管）。
所需增益系數(shù)在10kHz上應約為10，因此R3應等于10 R1。TL431的增益在0dB點后應“轉降”，但設計人員還希望獲得一些相位裕度。因此，我們在20kHz上設置電容C2與R3相等。設計人員希望低頻上的增益較高，但交越處的相位應大于45度，因此我們在1kHz上設置C1等于R3。
圖3顯示了控制至輸出的初始開環(huán)增益（實線）、補償增益（點線）及總的系統(tǒng)增益（虛線）。在本例中，設計工作正常?？偟幕芈吩?0kHz時穿越0dB，斜度為每10位下降20dB，這實現(xiàn)了所需的相位裕度。
我們很難保證上述理想條件總能在實際情況下實現(xiàn)。我們不妨舉例來說明，這時的控制至輸出增益為+20dB，即便我們遵循與上例中相同的規(guī)則，也忽略增益方程式中的+1項，結果仍然明顯不同。
差異在于，TL431與光耦合器的增益根據(jù)配置決不會低于光耦合器自身的增益，這正是因為+1項的原因使然。TL431感應的信號也存在于給光耦合器提供電流的電壓源上，因此形成了“隱性”回路。當TL431增益降至0dB以下時，就成為非常穩(wěn)定的電壓。但是，電壓源（圖1中的+Vout）上的任何信號都會通過光耦合器造成電流信號。

圖2 轉換器的控制至輸出增益

圖3 控制至輸出、TL431與總系統(tǒng)回路增益顯示為頻率的函數(shù)

圖4 增益組件控制至輸出、反饋網(wǎng)絡及總開路增益

我們讓R3等于R1的十分之一，這就意味著，如果設計人員在如圖1所示的電路+Vout點上遇到10kHz100mV的正弦波信號，那么在TL431陰極上就會變?yōu)?0mV信號，剛好與+Vout信號偏出180度相位。該設計使R4電阻上產(chǎn)生110mV信號（100mV來自電阻的+Vout側，10mV來自TL431陰極）。電路需要10mV信號才能在10kHz上實現(xiàn)0dB增益，結果在所需的10kHz交越處總的回路增益仍為+20dB。
隨著頻率不斷增加，誤差放大器的輸出信號更弱。但是，信號源的信號不變，通過電阻R4的電流繼續(xù)由+Vout上的電壓主導。
這意味著，當誤差放大器增益通過0dB時，反饋回路（包括TL431和光耦合器電路）的增益會變平，固定在1或0dB上，如圖4所示（虛線）。
這一問題的解決方案是，在R4和Vout之間放置濾波器，這樣R4的電壓源仍是穩(wěn)定的電壓。圖5顯示了這種情況下采用濾波器與串聯(lián)穩(wěn)壓器的典型應用。

圖5 進行額外濾波的反饋回路

圖6 在R4與Vout之間添加濾波器的效果

圖7 測試電路

添加濾波網(wǎng)絡后，我們就得到了如圖6所示的增益曲線，并實現(xiàn)了TL431所需的增益曲線。
我們建立了顯示添加濾波器效果的演示電路，并進行了測試。圖7顯示了用于測試的電路。
我們在R9上插入信號，測量兩點的電壓，從而得到電路的回路增益。R9與R7的連接處是測試點。
根據(jù)所測量的增益不同，TLV431增益或光耦合器輸出，第二點可在測量CNY17增益時連接于TLV431的陰極，或連接于CNY17光電晶體管的發(fā)射極。
圖8顯示了TLV431的增益和相位。圖9顯示了CNY17發(fā)射極的增益和相位。
如圖8和圖9所示，各DC增益略微不同，這是因為CNY17的CTR不是一對一的。此外，還存在180度的相位差，這對應于TLV431陰極到光電晶體管發(fā)射極極性的顛倒。
圖10和圖11顯示了計算得出的增益和相位。實線代表計算得出的TLV431陰極增益，虛線代表計算得出的光電晶體管發(fā)射極增益。CTR經(jīng)過修改，反映了計算測量得出的CTR。增益為實際值，不是dB。
我們可以看出，光耦合器發(fā)射極信號相對于TLV431陰極管電壓正好存在180度的相位差。我們還可以看到，TLV431信號的強度略大于光耦合器光電晶體管發(fā)射極，這是由于CTR略小于1。，我們還能看出，TLV431與光耦合器在50Hz時的波形振幅小于10Hz時的情況。
增益隨著頻率的升高而下降。但是，根據(jù)回路響應，光耦合器的增益或強度在TLV431增益繼續(xù)下降時終會趨于穩(wěn)定。根據(jù)圖10所示，這種情況會在500Hz時出現(xiàn)。
TLV431的輸出隨著頻率的不斷增加持續(xù)下降。在5kHz時，我們幾乎看不到紋波。不過，輸入信號與光耦合器輸出的大小基本相同。

圖8 TLV431的增益

圖9 CNY17的增益

圖10 測試電路的增益

圖11 測試電路的相位

在10kHz時，TLV431的電壓幾乎成一條直線，而光耦合器的輸出仍反映為輸入的正弦波。我們觀察到上述結果，這也與本文已經(jīng)討論過的計算結果相符。

結語
在設計采用上述反饋類型的DC/DC轉換器時，我們常常需要為給光耦合器提供電流的電壓源進行濾波，這有助于消除“隱性”通道，并用TL431周邊的元件控制反饋回路的增益。■